
\cleardoublepage
\chapter{Vermessung}
\label{chap:measurements}

In diesem Kapitel wird der erstellte Schaltkreis auf seine Funktionstüchtigkeit
untersucht.
Es wird beurteilt, ob die Schaltung die festgelegten Zielparameter erreichen kann
und welche Parameter einer Verbesserung bedürfen.

Hierbei werden verschiedene Variationen des Schaltkreises vermessen, um
einige Systemparameter bestimmen zu können. Diese sind:

\begin{itemize}
    \item Ein Schaltkreis ohne Abschirmungen und mit $4\cdot\SI{47}{\mega\ohm}$
        Rückkoppelwiderständen, zur Bestätigung der Notwendigkeit der Abschirmungen.
    \item Drei Schaltkreise mit jeweils $4\cdot\SI{47}{\mega\ohm}$,
        $4\cdot\SI{20}{\mega\ohm}$ sowie $4\cdot\SI{120}{\mega\ohm}$ Rückkoppelwiderständen,
        um den Einfluss der verschiedenen Widerstände charakterisieren zu können.
\end{itemize}

\section{Messergebnisse}

\subsection{Linearität}
\label{chap:v10_measurement_linearity}

In diesem Abschnitt wird die Linearität des erstellten
Schaltkreises erprobt. Diese Art der Vermessung gibt an,
auf welche Art Eingangs- und Ausgangssignal in Relation stehen.
Für die meisten Sensorsysteme ist eine möglichst lineare
Relation gewünscht, d.h.:

\begin{equation*}
    V_\mathrm{out} = I_\mathrm{in} \cdot R_\mathrm{f}
\end{equation*}

Wobei $R_\mathrm{f}$ der Rückkoppelwiderstand des TIVs ist.
In einem echten System gibt es jedoch zusätzliche Fehlerquellen,
welche diese Relation verändern, so z.B.
Nichtlinearitäten und Leckströme.

Um die Relation zwischen Aus- und Eingang charakterisieren 
zu können wird eine Referenzstromquelle, das {\em Keithley 6221},
genutzt. Diese Quelle liefert Ströme mit einer Auflösung von $\SI{10}{\pico\ampere}$.
Der Ausgang dieser Quelle wird an den Eingang des gebauten TIVs 
angeschlossen. Der Ausgang des TIVs wird mit einem digitalem
Multimeter, dem {\em Keysight 34461A}, vermessen,
wobei eine Mittlung von $100\cdot\SI{20}{\milli\second}$ eingestellt wird.
Dies mittelt über 100 Perioden des 50Hz-Stromnetzes hinweg, um 
den Einfluss dieser Störquelle zu vermindern.

Vermessen wird nur die abgeschirmte $4\cdot\SI{47}{\mega\ohm}$ 
Variante des TIVs, da Nichtlinearitäten sowie Leckströme
eine Funktion des Verstärkers selbst sind. Abschirmung,
Widerstandsgröße etc. beeinflusst lediglich die dynamischen
Eigenschaften des Schaltkreises, 
da Widerstände generell keine Nichtlinearitäten bei DC aufweisen.
Es wird ein Strombereich von $\SI{\pm2.6}{\nano\ampere}$
Eingangsstrom in Schritten von $\SI{0.1}{\nano\ampere}$ vermessen.
Abbildung \ref{fig:measurement_v1_linearity} zeigt das Ergebnis der Vermessung,
und Abbildung \ref{fig:measurement_v1_linearity_error} zeigt die Abweichung
der Messung vom Sollwert.

\begin{figure}[H]
    \centering
    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/1G_47M_Linearity.png}
    \caption[Messergebnisse der Linearitätsmessung]{\label{fig:measurement_v1_linearity}
        Messergebnisse der Linearitätsmessung des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.
        Es sind wie gewünscht keine merklichen Nichtlinearitäten zu erkennen.}
\end{figure}

\begin{figure}[H]
    \centering
    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/1G_47M_Linearity_Error.png}
    \caption[Abweichung der Linearität des TIVs]{
        \label{fig:measurement_v1_linearity_error}
        Abweichung des Messwerts des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs vom 
        Erwartungswert. Zu sehen ist ein leichter Fehler der Verstärkung
        von circa +0.5\%, ein Nullpunkt-Offset von $\SI{+5}{\milli\volt}$,
        sowie die Grenzen des nutzbaren Bereichs des Verstärkers.
    }
\end{figure}

\pagebreak

Deutlich zu erkennen ist eine nutzbare lineare Abhängigkeit der Ausgangsspannung
vom Eingangsstrom ohne starke Abweichungen vom linearen Zusammenhang.
Es scheint ein leichter Fehler im Verstärkungsfaktor von 0.5\% vor zu liegen,
und der Nullpunkt ist um circa $\SI{5}{\milli\volt}$ nach oben verschoben. 
Beide dieser Fehler lassen sich durch eine lineare Kalibration entfernen, 
der Schaltkreis besitzt somit ein nutzbares lineares Ausgangssignal.
Lediglich an den Extremen des Messbereiches ab ca. $\SI{\pm2.4}{\nano\ampere}$ ist ein
Einknicken der Ausgangsspannung zu erkennen. Dies lässt sich durch die Versorgungsspannung
des Verstärkers erklären, welche bei ca. $\SI{\pm2.5}{\volt}$ liegt, wodurch die
Ausgangsspannung begrenzt ist.

In Zusammenfassung ist die Linearität des Schaltkreises mehr als ausreichend und
für den gewünschten Eingangsstrom von $\SI{\pm1}{\nano\ampere}$ liegt ein komplett
lineares Verhalten vor.

\subsection{Bandbreite}
\label{chap:v10_measurement_bandwidth} 

Nun wird die Übertratungsfunktion der TIVs betrachtet.
Hierbei werden sowohl die Bandbreite der TIV-Stufe ohne Filterung,
als auch die gesamte Bandbreite mit Filterung vermessen.

Für einen Verstärker wie den TIV ist eine Übertragungsfunktion
gewünscht, welche möglichst flach verläuft und erst ab einer 
gewissen Grenzfrequenz dann möglichst steil abfällt.
Der glatte Verlauf unterhalb der Grenzfrequenz erlaubt für eine
verzerrungsfreie Übertragung eines Signals, während der steile 
Abfall nach der Grenzfrequenz ungewünschte Signale herausfiltert.

Die Übertragungsfunktionen werden mithilfe eines {\em Analog Discovery Pro 3} 
Oszilloskop + Funktionsgenerator aufgenommen.
Der Ausgang des Funktionsgenerators wird an eine Photodiodenbox angeschlossen,
welche die Ausgangsspannung des Generators auf einen Strom im Bereich von 
0 bis $\SI{0.7}{\nano\ampere}$ umwandelt. Der Frequenzgang dieser Box ist hierbei 
bis in die oberen $\SI{100}{\kilo\hertz}$ flach und konstant und muss somit 
nicht weiter beachtet werden. Der Ausgang der Photodioden-Box wird an den Eingang
des TIVs angeschlossen. Der gefilterte und ungefilterte Ausgang des TIVs werden
jeweils mit dem {\em Analog Discovery Pro 3} vermessen.

Durch Anlegen einer Sinus-Ausgangsspannung an die Dioden-Box und Vermessung
der Amplitude und Phase des Sinus an den Ausgängen des TIVs kann berechnet werden,
mit welcher Verstärkung bzw. Dämpfung die verschiedenen Frequenzen übertragen wurden.
Hierbei werden Frequenzen im Bereich von $\SI{100}{\hertz}$ bis $\SI{500}{\kilo\hertz}$ 
genutzt. Abbildung \ref{fig:v10_bandwidth} zeigt die aufgenommenen Bandbreiten
des abgeschirmten Schaltkreises mit verschiedenen
Rückkoppelwiderständen.

\begin{figure}[H]
    \centering
    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth.png}
    \caption[Messung der TIV Übertragungsfunktionen]{
        \label{fig:v10_bandwidth}Bandbreiten des TIV-Teils der aufgebauten Varianten
        der ersten Platinenrevision mit variierten 
        Rückkoppelwiderständen. Zu erkennen ist die Abhängigkeit der Bandbreite 
        vom Widerstand.}
\end{figure}

Deutlich zu erkennen ist die Abhängigkeit der Bandbreite vom
Rückkoppelwiderstand, wie in vorherigen Kapiteln dargelegt und berechnet wurde.
Die tatsächliche Bandbreite ist hierbei wie erwartet geringer als die simulierten Werte
aus Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations}, da sich vermutlich nicht alle
parasitären Eigenschaften akkurat modellieren ließen. Dennoch ist eine klare
Verbindung zwischen Widerstandsgröße und Bandbreite erkennbar.
Die gemessenen
-3~dB Grenzfrequenzen sind in Tabelle \ref{table:v10_bandwidths} aufgelistet.

\begin{table}[H]
    \centering
    \caption{\label{table:v10_bandwidths}-3~dB-Frequenzen des ungefilterten TIV-Ausgangs}
    \begin{tabular}{ |r|r|r| }
        \hline
        Widerstand & -3~dB Punk \\
        \hline
        $\SI{20}{\mega\ohm}$ & $\SI{58.484}{\kilo\hertz}$ \\
        $\SI{47}{\mega\ohm}$ & $\SI{49.355}{\kilo\hertz}$ \\
        $\SI{120}{\mega\ohm}$ & $\SI{32.111}{\kilo\hertz}$ \\
        \hline
    \end{tabular}
\end{table}

Die Übertragungsfunktionen aller drei Platinen weisen akzeptables Verhalten
auf, d.h. einen glatten Verlauf vor der Grenzfrequenz und einen 
Abfall von ca. -20dB/Dekade. Lediglich die Grenzfrequenz des
$\SI{120}{\mega\ohm}$ Schaltkreises ist relativ gering und bietet somit
wenig Spielraum für die nachfolgende Filterung.

Ebenfalls von Interesse ist die Übertragungsfunktion des gefilterten Ausgangs.
Dieser wird mit der bereits genutzten Messung vermessen.
Die Ergebnisse dieser Messung sind in Abbildung \ref{fig:v10_bandwidths_ch2} 
dargestellt.

\begin{figure}[htb]
    \centering
    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth_ch2.png}
    \caption[Übertragungsfunktionen des gefilterten Ausgangs
    der Platinen bei variiertem Rückkoppelwiderstand]{
        \label{fig:v10_bandwidths_ch2}Übertragungsfunktionen des gefilterten Ausgangs
        der Platinen bei variiertem Rückkoppelwiderstand. Zu erkennen ist die Eckfrequenz
        des Filters bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$}
\end{figure}

Die Auslegung der Filterstufe soll erst ab der Grenzfrequenz
von $\SI{30}{\kilo\hertz}$ einen Abfall von -40dB/Dekate einbringen,
wobei Frequenzen unterhalb der Grenzfrequenz nicht beeinflusst werden sollten.
Dieses Verhalten ist auch deutlich in der Messung zu erkennen. Die -3~dB-Frequenzen
der gefilterten Ausgänge sind in Tabelle \ref{table:v10_bandwidth_filters} aufgelistet.
Wie bereits theorisiert, ist die Bandbreite der $\SI{120}{\mega\ohm}$-Variante zu gering
für die vollen $\SI{30}{\kilo\hertz}$. Die anderen beiden Varianten besitzen
genug Bandbreite.

\begin{table}[H]
    \centering
    \caption{\label{table:v10_bandwidth_filters}-3~dB-Frequenzen der gefilterten Ausgänge des TIVs}
    \begin{tabular}{ |r|r|r| }
        \hline
        Widerstand & -3~dB Punk \\
        \hline
        $\SI{20}{\mega\ohm}$ & $\SI{30.220}{\kilo\hertz}$ \\
        $\SI{47}{\mega\ohm}$ & $\SI{30.199}{\kilo\hertz}$ \\
        $\SI{120}{\mega\ohm}$ & $\SI{25.118}{\kilo\hertz}$ \\
        \hline
    \end{tabular}
\end{table}

Abbildung \ref{fig:v10_bandwidth_filter_compare} zeigt zum Vergleich 
die Bandbreiten des ungefilterten und gefilterten Ausgangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.
Die Eckfrequenz des Filters sowie der -40dB/Dekade-Abfall ist deutlich zu erkennen.

\begin{figure}[ht]
    \centering
    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth_filter_compare.png}
    \caption[Vergleich der Übertragungsfunktion
        des gefilterten und ungefilterten Ausangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs]{
        \label{fig:v10_bandwidth_filter_compare}Vergleich der Übertragungsfunktion
        des gefilterten und ungefilterten Ausangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.
        Die Filterung ist deutlich ab $\SI{30}{\kilo\hertz}$ zu erkennen, mit
        einem wesentlich schnelleren Abfall des gefilterten Ausgangs.
    }
\end{figure}

\FloatBarrier

\subsubsection{Einfluss der Abschirmung}
\label{chap:measurements_v10_shielding}

Ein relevantes Element des Schaltungsdesigns ist die Abschirmung, welche
zum Ausgleich der parasitären Kapazitäten ausgelegt wurde.
Der konkrete Effekt dieser Abschirmung wird nun betrachtet.
Um diesen zu messen, werden die Abschirmungselektroden durch Änderung
des Widerstandsteilers auf zu hohe/zu niedrige Spannungen 
im Vergleich zum Sollwert gelegt.
Hiernach werden die Übertragungsfunktionen vermessen und ausgewertet.
Abbildung \ref{fig:v10_compensation_comparison} zeigt die Übertragungsfunktionen
in Abhängigkeit zum Verstärkungsfaktor der Abschirmung zur Signalspannung.

\FloatBarrier

\begin{figure}[ht]
    \centering
    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/compensation.png}
    \caption[Messung der Übertragungsfunktionen 
        bei variierter Abschirmungsspannung]{
            \label{fig:v10_compensation_comparison}Übertragungsfunktionen
        des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs bei variierten Abschirmungselektrodenspannungen.
        Zu erkennen ist die starke Änderung der Übertragungsfunktion bei
        falsch angepasster Abschirmung.}
\end{figure}

Deutlich zu erkennen ist ein starker Einfluss
der Abschirmung auf die Verstärkungen selbst bei kleineren Frequenzen ab $\SI{500}{\hertz}$,
wobei die Abschirmung den Frequenzgang sowohl anheben als auch absenken kann.
So kann z.B. bei weiterer Anhebung des Frequenzganges
eine Instabilität und Oszillation auftreten. Zudem ist ein möglichst flacher Frequenzgang
gewünscht.

Die flachste, und somit am besten geeignetste, Übertragungsfunktion ergibt
sich mit einer leicht zu hohen Filterspannung, zwischen x1 und x1.1.
Dies lässt sich leicht mit der E24-Serie von Widerständen erreichen und benötigt
somit keine teureren Widerstände zur Einstellung der Abschirmung.

Hieraus kann geschlossen werden, dass die Abschirmungen einen merklichen und wichtigen Einfluss auf
die Stabilität des Frequenzganges haben. Die korrekte Abstimmung der Abschirmung ist somit 
notwendig für die Funktionalität des TIVs.

\FloatBarrier

\subsubsection{Messung ohne Abschirmung}

Um zu bestätigen dass die Abschirmung notwendig ist, wird
eine PCB-Variante ohne jegliche Abschirmungen angefertigt,
und dessen Übertragungsfunktion sollte vermessen werden.
Dies war jedoch nicht möglich, da die Platine keinen stabilen Ausgang
besaß. Der Ausgangspegel des TIVs ohne Abschirmung der Rückkoppelwiderstände
bildet eine Rechteckwelle aus, 
welche zwischen dem maximalen und minimalen Pegel wechselt. Somit
ist keine Bandbreitenmessung möglich, da die Eingangs-Sinus-Welle
nie korrekt übertragen wird. Die Messung dieses instabilen 
Ausgangssignals ist in Abbildung \ref{fig:v10_unshielded_waveform} 
dargestellt.

\begin{figure}[ht]
    \centering
    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/unshielded_47M.png}
    \caption[Ausgangsspannung des TIV-Schaltkreises ohne Abschirmung]{\label{fig:v10_unshielded_waveform}
        Ausgangsspannung des TIV-Schaltkreises ohne Abschirmung.
        Deutlich zu erkennen ist die starke Oszillation der Ausgangsspannung,
        welche bis an die Spannungsgrenzen des Ausgangs geht.}
\end{figure}

Die oszilliernde Natur
der Spannung ist deutlich zu erkennen. Die Wellenform ist durch den Einfluss parasitärer
Erdungskapazitäten auf die hochohmigen Potentiale der Rückkoppelwiderstände zu erklären.
Dies wurde bereits in Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations} theorisiert und
die Messungen in \ref{chap:measurements_v10_shielding} wiesen auch auf eine Instabilität
bei zu kleiner Abschirmung hin.
Die Instabilität bei keiner Abschirmung ist somit erwartet und weißt zusätzlich darauf hin,
dass die bestehende Abschirmungsgeometrie ausreichend ist um diese Instabilität zu vermeiden.
Eine Operation gänzlich ohne Abschirmungselektroden ist nicht möglich.

\FloatBarrier

\subsection{Rauschen}
\label{chap:v10_measurement_noise}

Das Rauschverhalten ist relevant für die Signalqualität und somit für die
Detektionsgrenzen, welche erreicht werden können. Aus diesem Grund wird dieses
nun genauer vermessen.
Generell sind niedrigere 
Rauschwerte besser, wobei auch die Verteilung der Rauschenergie relevant ist,
d.h. ob es gewisse Frequenzen mit Spitzen oder Frequenbereiche mit erhöhtem 
oder niedrigerem Rauschen gibt.

Um das Rauschen der Platinen aufzunehmen, wird der Eingang des TIVs
mit einer Abschirmkappe abgedeckt. Zusätzlich wird der Aufbau in ein Metallgehäuse
eingebaut, um äußere Störsignale zu verringern.
Es wird für jede Platine das FFT-Spektrum von 
$\SI{500}{\hertz}$ bis $\SI{1}{\mega\hertz}$ aufgenommen, wobei jeweils 1000 Spektren
genutzt werden, um die durchschnittliche Verteilung
des Rauschens zu berechnen. Die aufgenommenen Spektren sind in 
Abbildung \ref{fig:v10_noises_ch1} dargestellt.

\begin{figure}[ht]
    \centering
    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/noises.png}
    \caption[Durchschnittliches Rauschspektrum
        des ungefilterten Ausgangs
        der drei Platinen]{\label{fig:v10_noises_ch1}Durchschnittliches Rauschspektrum
        des ungefilterten Ausgangs
        der drei Platinen bei abgeschirmtem, offenem Eingang.
        Die gleichmäßige Verteilung des Rauschens ist sichtbar.}
\end{figure}

Deutlich zu erkennen ist die Abhängigkeit des Rauschens von der Widerstands-Größe,
welches der Vorhersage aus Kapitel \ref{chap:r_noise} entspricht.
Das Rauschen ist bei allen drei Platinen relativ gleichmäßig 
verteilt, mit einer flachen Spitze bei ca. $\SI{30}{\kilo\hertz}$.
Es sind keine Frequenz-Spitzen und keine Resonanzen zu erkennen.

Zusätzlich wird das Verhalten der Filter-Stufe auf das Rauschen
betrachtet. Mithilfe des selben Messaufbaus wird das Rauschen 
des gefilterten Ausgangs aufgenommen und aufgezeichnet. Abbildung 
\ref{fig:v10_noises_ch2} zeigt die aufgenommenen Spektren.

\begin{figure}[htb]
    \centering
    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/noises_ch2.png}
    \caption[Durchschnittliches Rauschspektrum
    des gefilterten Ausgangs
    der drei Platinen]{\label{fig:v10_noises_ch2}Durchschnittliches Rauschspektrum
        des gefilterten Ausgangs
        der drei Platinen.
        Erkennbar ist die Wirkung des Ausgangsfilters ab $\SI{30}{\kilo\hertz}$,
        welche das Rauschen stark verringert.}
\end{figure}

\FloatBarrier

Deutlich zu erkennen ist eine starke Reduktion des Rauschens ab der $\SI{30}{\kilo\hertz}$ 
Grenzfrequenz des Filters, welches das gewünschte Verhalten ist. Der Filter reduziert 
somit effektiv das Rauschen des TIV Ausgangs.

Es wird zudem das RMS-Level des Rauschens sowohl vor als auch nach der 
Filterung gemessen, und ist in Tabelle \ref{table:v10_noise_table} aufgelistet.
Das niedrigere Rauschniveau der Varianten mit größeren
Widerständen, sowie die Effektivität der Filterung des Ausganges, sind deutlich zu erkennen.

\begin{table}[htb]
    \centering
    \caption{\label{table:v10_noise_table}AC-RMS-Spannungen des Rauschens der Platinen}
    \begin{tabular}{ |r|r|r|r| }
        \hline
        Widerstand & Rauschen des 
            & Rauschen des  & Eingangsbezogenes  \\
            & ungefilterten Ausgangs & gefilterten Ausgangs & Rauschen \\
        \hline
        $\SI{20}{\mega\ohm}$ & $\SI{10.356}{\milli\volt}$ & $\SI{4.484}{\milli\volt}$ & $\SI{4.484}{\pico\ampere}$  \\
        $\SI{47}{\mega\ohm}$ & $\SI{7.999}{\milli\volt}$ & $\SI{3.367}{\milli\volt}$ & $\SI{3.367}{\pico\ampere}$  \\
        $\SI{120}{\mega\ohm}$ & $\SI{5.791}{\milli\volt}$ & $\SI{3.115}{\milli\volt}$ & $\SI{3.115}{\pico\ampere}$  \\
        \hline
    \end{tabular}
\end{table}

Insgesamt ist das Rauschverhalten der Platinen somit gut geeignet
für die Messungen, mit einem breit verteiltem Rauschen ohne spezifische Töne und
einem niedrigen Rauschlevel.

\FloatBarrier

\subsection{Stabilität am IMS}
\label{chap:v10_instability}

Bisher wurde der erstellte TIV lediglich unter
Laborbedingungen getestet. Um korrekt beurteilen zu
können ob der TIV für den realen Einsatz geeignet ist,
muss zudem das Verhalten innerhalb eines realen Systems
betrachtet werden. So können Teile eines IMS
einen negativen Einfluss auf die Stabilität oder das 
Rauschen des TIVs haben. Diese Einflüsse sollen
nun genauer betrachtet werden.

Als erstes wird eine Rauschmessung mit angeschlossener 
Faraday-Elektrode, dem Detektor-Teil einer IMS-Röhre, angestrebt.
Dies ist jedoch nicht möglich, da beim Anschluss der Elektrode
eine Störung auftritt: Der Ausgang des TIVs wird instabil, wobei eine
Rechteckwelle mit variabler Frequenz anstelle eines gefilterten und gleichmäßigen
Signals ausgegeben wird.
Abbildung \ref{fig:measurement_v10_ims_instability} zeigt die Ausgangsspannung bei
angeschlossener IMS-Röhre auf.

\begin{figure}[ht]
    \centering
    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.0-a1/Instability.png}
    \caption[Ausgangsspannung des
        TIVs bei angeschlossener IMS-Röhre]{
        \label{fig:measurement_v10_ims_instability}Ausgangsspannung des
        TIVs bei angeschlossener IMS-Röhre, mit deutlich zu erkennender
        Instabilität der Messung.}
\end{figure}

Zu erwarten ist eine stabile, statische Ausgangsspannung, da keine Ionen auf die Röhre 
gegeben werden. Die gemessene Ausgangsspannung jedoch zeigt ein stark variables,
schwingendes Signal, welches bis an die Ausgangsspannungen schwingt.
Dieses Verhalten weist auf eine erhöhte Sensitivität der Schaltung auf
Eingangskapazitäten hin. Eine Vermutung wird aufgestellt dass das
Eingangs-Spannungsrauschen des OpAmps selbst einen virtuellen Rausch-Strom 
erzeugt, welcher vom Verstärker mit verstärkt wird. Somit ist das
Eingangsspannungsrauschen für die korrekte Funktionalität
eines TIVs von größerer Bedeutung als anfänglich erwartet.

Es ist anzumerken, dass eine solche Instabilität nicht korrekt in den Simulationen
mit LTSpice abgebildet wird.
Simulationen können nicht alle realen Vorgänge korrekt abbilden, wodurch vor allem
bei transienten Vorgängen oder denen in der Nähe der Arbeitsgrenzen, so z.B. der 
maximalen Ausgangsspannung, Abweichungen von der Realität auftreten. Diese 
Instabilität ist somit nur experimentell aufweislich. 

Die Präsenz dieser Instabilität ist für den Einsatz in einem IMS ungeeignet.
Der instabile und schwingende Ausgang erlaubt keine Messung der feinen
Ionenströme, wodurch dieser Schaltkreis für eben solche Messungen
nicht geeignet ist.

\clearpage
\section{Diskussion der Messergebnisse}

In diesem Kapitel werden die aufgenommenen Messwerte diskutiert.
Es wird geprüft, ob die erstellte Schaltung die Anforderungen aus 
Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} erfüllt und es werden mögliche
Gründe für Abweichungen und unerwartete Werte etabliert.

Die erstellte Platine erfüllt in fast allen Varianten die 
Anforderungen an die Bandbreite von $\SI{30}{\kilo\hertz}$, wobei lediglich
die Variante des $\SI{120}{\mega\ohm}$ Widerstandes eine leicht zu kleine
Bandbreite besitzt.
Sowohl $\SI{47}{\mega\ohm}$ und $\SI{20}{\mega\ohm}$ besitzen
ausreichend Bandbreite.

Die in Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations} theorisierten Abschirmungen
sind als notwendig und angemessen ausgelegt identifiziert. Die Platinen
ohne Abschirmungen weisen eine starke Instabilität auf, während Platinen
mit korrekt eingestellter Abschirmung einen glatten Frequenzgang bis hin
zu ihrer Grenzfrequenz aufweisen.

Das Rauschen der Platinen ist angemessen für den Nutzen in IMS-Systemen,
wobei die Platine ein breit verteiltes Rauschen ohne Peak-Frequenzen
besitzt, welches für Messungen von Vorteil ist. Das Rauschlevel
aller drei Platinen ist nutzbar, wobei jedoch die $\SI{120}{\mega\ohm}$
und $\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten die besten Rauschlevel besitzen.

Lediglich die Instabilität der Platine bei angeschlossener IMS-Röhre oder
anderer Eingangskapazitäten erlaubt es nicht, dieses konkrete TIV-Design
zu nutzen. Als Fehlerquelle wird hierbei das Eingangsrauschen 
des gewählten OpAmps, des LTC6268-10, erkannt, welches unerwünscht mit der
Eingangskapazität interagiert.