\chapter{Entwicklung des Transimpedanzverstärkers}

In diesem Kapitel wird auf die Auslegung eines spezifischen TIV-Schaltkreises eingegangen.
Es werden die zu erreichenden Zielparameter des Verstärkers festgelegt und erläutert.
Hiernach werden verschiedene Bauteile zur Auswahl gezogen, wobei die limitierenden parasitären Effekte dieser dar gestellt werden.
Eine Auswahl der Bauteile wird mit Hinsicht auf die Zielparameter des Designs durchgeführt.

\section{Zielparameter}
\label{chap:tia_design_goals}

Wie in Abschnitt \ref{chap:tia_in_ims} dargestellt, ist die Aufgabe eines TIVs im IMS,
die Stromflüsse der Ionenpackete auf eine messbare Spannung zu verstärken. Hierbei soll der TIV die Form eines solchen
Packetes möglichst akkurat dar stellen. Für das in dieser Arbeit ausgewählte IMS-Verfahren ist bereits die Größe der Ionen-Pakete bekannt\todo{Insert ref here}.
Somit können aus diesen Messwerten die Zielwerte des Verstärkers abgeleitet werden.

Für eine erste Auslegung wird das folgende IMS-System angestrebt: \todo[inline]{Describe IMS}.
Dieses generiert Ionenpackete mit einer Gausschen Verteilung \todo{verify this} mit einer Standardabweichung von circa $\SI{1.5}{\micro\second}$.
Um diese Packete abbilden zu können ist eine Bandbreite von mindestens $\SI{30}{\kilo\hertz}$ notwendig.
Die größte Peak-Amplitude, die hierbei zu erwarten ist, ist circa \todo{Insert peak amplitude}. Somit reicht ein Eingangsbereich des TIV von $\pm\SI{1}{\nano\ampere}$.

\begin{figure}
    \centering
    \missingfigure{Include figure for an example IMS peak shape}
    \caption{\label{fig:example_ims_peak}Messung eines beispielhaften Ionen-Peaks}
\end{figure}

Der Ausgang des TIV wird einen Analog-Digital-Wandler (im folgenden ADC) antreiben. Diese Bauteile wandeln ein
Spannungssignal in ein digitales Signal um, welches vom Rest des Systems ausgewertet werden kann. Der im Ziel-IMS ausgewählte ADC,
der \todo{insert ADC name}, hat einen Eingangsbereich von $\pm\SI{2}{\volt}$\todo{verify}. Somit kann die Gesamtverstärkung des TIVs festgelegt werden als:
$A_\mathrm{TIV} = V_\mathrm{out}/I_\mathrm{in} = \SI{2}{\volt} / \SI{1}{\nano\ampere} = \SI{2}{\giga\ohm}$

\section{Analyse der Parasitäreffekte}

Im folgenden werden die bereits in Kapiteln 
\ref{chap:basics_parasitics} und \ref{chap:basics_opamp} beschriebenen parasitären Effekte
im Kontext des TIVs genauer untersucht. Die Auswirkungen der verschiedenen Effekte auf das Verhalten 
der Schaltung werden beschrieben, und Grenzwerte für bestimmte Parameter mithilfe der Zielparameter bestimmt.
Ebenfalls werden Möglichkeiten zur Reduktion einiger Parasitäreffekte beschrieben.

\subsection{Effekte der passive Bauelemente}

In diesem Kapitel wird auf das Verhalten der passiven Bauteile eingegangen, und wie deren parasitäre
Effekte den Schaltkreis beeinflussen. Dies bezieht sich überwiegend auf den Rückkoppelwiderstand und
die parasitären Kapazitäten der Schaltung.

\subsubsection{Thermisches Rauschen}
\label{chap:r_noise}

Wie bereits in Kapitel \ref{chap:basics_parasitics} beschrieben, besitzen resistive Bauteile
ein thermisches Rauschen. In diesem Abschnitt wird der Einfluss des Rauschens untersucht.

In einem TIV-Schaltkreis gibt es ein Bauteil mit hohem Widerstand: Der Rückkoppelwiderstand.
Somit wird vermutet, dass dieser Widerstand eine dominierende Quelle des thermischen Rauschens ist.
Laut Gleichung \ref{eqn:thermal_voltage_noise} wächst die Amplitude des Spannungsrauschens mit der Wurzel des
Widerstandswertes, wodurch eine erste Vermutung ist, dass ein kleinerer Widerstand besser wäre.
Für einen TIV ist der Eingang jedoch ein strombasierter Eingang. Somit muss das Stromrauschen betrachtet werden.
Dies lässt sich berechnen wie folgt:\todo{Cite or explain this}

\begin{eqnarray}
    I_\mathrm{n,rms} & = & \frac{V_\mathrm{n,rms}}{R} \\
    I_\mathrm{n,rms} & = & \frac{\sqrt{4k_BTR\Delta f}}{R} \\
    I_\mathrm{n,rms} & = & \sqrt{\frac{4k_BT\Delta f}{R}}\label{eqn:thermal_current_noise}
\end{eqnarray}

Laut Gleichung \ref{eqn:thermal_current_noise} ist somit ein {\em größerer} Widerstand von Vorteil,
um den Einfluss des thermalen Rauschens zu minimieren. Für das Design soll somit eine Maximierung des
gesamten Rückkoppelwiderstandes angestrebt werden.

\subsubsection{Parasitäre Rückkopplungskapazität}
\label{chap:r_para_calculations}

Der Rückkoppelwiderstand ist ein zentrales Bauteil des TIVs, welcher die Verstärkung 
des gesamten Schaltkreises festlegt.
Alle Bauteile eine parasitäre Kapazität, 
wie in Kapitel \ref{chap:basics_parasitics} festgelegt wurde.
Abbildung \ref{fig:example_r_cp} in diesem Kapitel zeigt, dass diese Kapazität
an hochohmigen Widerständen schon bei geringeren Frequenzen einen Einfluss auf die Bandbreite haben kann.
Im Falle des Rückkoppelwiderstandes sorgt die Verringerung der Impedanz für eine Verringerung
der Verstärkung des OpAmp, und somit für eine reduzierte Bandbreite des gesamten Verstärkers. Diese Einschränkung
darf nicht unter die in Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} festgelegte Zielbandbreite fallen.

Nun soll genauer auf den Ursprung der Kapazität, den zu erwartenden Wert, sowie mögliche Mitigationen eingegangen werden.
Um dies zu erreichen, wird eine Simulation in dem Programm ``CST Studio Suite 2021'' eingerichtet. Dieses Programm erlaubt die Simulation
verschiedener elektrostatischer und dynamischer Modelle, um zum Beispiel die kapazitive Kopplung einer Schaltung untersuchen zu können.

Als erster Ansatz wird von einem Dickfilm-Widerstand im Gehäuseformat ``1206'' ausgegangen.
Diese Größe bietet eine angemessene Auswahl von Widerstandswerten in der Größenordnung eines TIV-Rückkoppelwiderstandes an,
und ist leicht erhältlich. Somit ist dies ein guter Kanditat für den im späteren Design verwendeten Widerstand.
Diese Art von Widerstand besteht aus einem Keramik-Kern mit zwei metallisierten Anschlüssen an den Enden und einem Kohle-Film, welcher
den eigentlichen elektrischen Widerstand bildet. Das in CST erstellte Modell diesen ist in Abbildung \ref{fig:cst_model_1206} dargestellt.

\begin{figure}[h]
    \begin{subfigure}[t]{.5\linewidth}
        \centering
        \includegraphics[width=0.9\textwidth]{entwicklung/cst_model_r1206.png}
        \subcaption{\label{fig:cst_model_1206}Modell des 1206-Widerstandes}
    \end{subfigure}%
    \begin{subfigure}[t]{.5\linewidth}
        \centering
        \includegraphics[width=0.9\textwidth]{entwicklung/cst_model_r1206_flipchip.png}
        \subcaption{\label{fig:cst_model_1206_flipchip}Modell des 1206-Flipchip-Widerstandes}
    \end{subfigure}
    \caption[CST-Widerstandsmodelle]{Die in CST Studio Suite 2021 erstellten Widerstandsmodelle.
    Zu sehen ist die Keramik in weiß, die Metallkontakte in Braun, und der Kohlefilm in Dunkellila}
  \end{figure}
  

Eine weitere mögliche Bauart eines Widerstandes ist die sog. Flipchip-Terminierung.
Hierbei wird die Metallisierung nur auf einer Seite der Keramik, neben dem Widerstandsfilm, aufgebracht.
Dies soll Streueffekte und Kapazitäten verringern. Das für diese Widerstandsart erstellte Modell ist 
in Abbildung \ref{fig:cst_model_1206_flipchip} dargestellt.

Mithilfe dieser Modelle werden nun die kapazitiven Kopplungen bestimmt.
Hierfür wird der ``Electrostatic Solver'' genutzt, welcher die elektrischen Felder im statischen Zustand,
sowie die kapazitive Kopplung von Potentialflächen, berechnet. Die Widerstände werden hierbei auf einer Grundfläche aus FR4 platziert.
Dies entspricht dem Platinenmaterial einer reellen Platine, welches durch sein Dielektrikum auch Einfluss auf die Kapazitäten hat.
Der Flipchip-Widerstand wird hierbei mit den Kontakten nach unten zeigend simuliert. Bei dem Standard-1206 Gehäuse
werden zwei Anbringungsmöglichkeiten (Widerstandsbelag nach oben und nach unten) getestet.

\begin{figure}[h]
    \centering
    \scalebox{-1}[1]{
        \includegraphics[width=0.7\textwidth]{entwicklung/cst_model_simsetup.png}
    }
    \caption[Aufbau der Simulation der parasitären Rückkoppelkapazitäten]{\label{fig:cst_r_sim_setup}Aufbau der elektrostatischen Simulation der Widerstandskapazitäten.
     Aufgebaut sind der Flipchip-Widerstand (rechts), ein regulärer 1206-Format Widerstand mit dem Kohlefilm auf der Unterseite (mittig),
     und ein 1206-Widerstand in normaler Aufbauweise mit dem Film nach oben zeigend (links). Die Widerstände sind auf einem FR4-Substrat angebracht (türkis)}
\end{figure}

In der Simulation werden die metallisierten Enden der Widerstände auf unterschiedliche 
potentiale gelegt, um das E-, D- und Potentialfeld berechnen zu können.
Hierbei wird $\pm\SI{0.5}{\volt}$ gewählt, um ein Gesamtpotential von $\SI{1}{\volt}$ auf zu bauen, wobei
die Auswahl der Potentialwerte auf die von CST berechnete Kapazität keinen Einfluss nimmt, und lediglich zur
Visualisierung dient.

\begin{table}[h]
    \centering
    \caption{\label{table:para_r_cf}Ergebnisse der Kapazitätsberechnung}
    \begin{tabular}{ |l|r|r| }
        \hline
        Typ & Parallelkapazität & Erdkapazität \\
        \hline
        1206, Film obig & $\SI{46.81}{\femto\farad}$ & $\SI{89.95}{\femto\farad}$ \\
        1206, Film unten & $\SI{46.93}{\femto\farad}$ & $\SI{90.17}{\femto\farad}$ \\
        Flipchip & $\SI{40.84}{\femto\farad}$  & $\SI{84.36}{\femto\farad}$ \\
        \hline
    \end{tabular}
\end{table}

Die Ergebnisste sind in Tabelle \ref{table:para_r_cf} dargestellt. Deutlich zu erkennen ist eine
Verringerung der parasitären Kapazität bei der Flipchip-Technologie. Die Anbringung des Standard-1206 
Widerstandes hat nur eine kleine Auswirkung auf die Kapazität, wobei die normale Anbringung (Film obig)
etwas besser scheint. Zusätzlich wurde die Kapazität in das Vakuum bzw. Erde berechnet.
Dies beeinflusst nicht direkt die Übertragungsfunktion des Widerstandes, trägt jedoch zu z.B. 
der Eingangskapazität bei. Zudem scheint es keine großen Unterschiede bei der Anbringung des 
1206-Widerstandes zu geben, wofür im Folgenden nur noch die Standard-Anbringung betrachtet wird.

Mithilfe der ersten Kapazitätswerte und der in Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} bestimmten Bandbreite
lässt sich nun ein oberer Grenzwert des Rückkoppelwiderstandes berechnen.
Dies ergibt aus der Gleichung der Grenzfrequenz eines RC-Filters, beschrieben in Gleichung \ref{eqn:max_rf}.
Die berechneten Grenzwerte der Widerstände sind in Tabelle \ref{table:para_r_max} dargestellt.

\begin{eqnarray}
    f_c & = & 2\pi\cdot \left(R_f \cdot C_f\right)^{-1} \\
    \SI{30}{\kilo\hertz} & \leq  & f_c \\
    \SI{30}{\kilo\hertz} & \leq & 2\pi\cdot \left(R_f\cdot C_f\right)^{-1} \\
    R_f & \leq & 2\pi\cdot \left(\SI{30}{\kilo\hertz}\cdot C_f\right)^{-1}\label{eqn:max_rf}
\end{eqnarray}

\begin{table}[h]
    \centering
    \caption{\label{table:para_r_max}Obere Grenzwerte der Widerstandsauswahl}
    \begin{tabular}{ |l|r| }
        \hline
        Typ & Grenzwert \\
        \hline
        1206, Film obig & $\SI{113.3}{\mega\ohm}$ \\
        1206, Film unten & $\SI{133.0}{\mega\ohm}$ \\
        Flipchip & $\SI{129.9}{\mega\ohm}$ \\
        \hline
    \end{tabular}
\end{table}

Für den gesamten TIV ist nach Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} eine Gesamtverstärkung
von ca. $\SI{2}{\giga\ohm}$ gewünscht, und entsprechend des vorherigen Kapitels ist ein möglichst großer
Rückkoppelwiderstand vorteilhaft. Somit wird nun mithilfe der Simulationen nach der Quelle
dieser Kapazität gesucht, und Möglichkeiten zur Verringerung dieser (und somit Steigerung der Widerstandsgrenze) gesucht.

Abbildungen \ref{fig:cst_r_potentials} und \ref{fig:cst_r_ds} zeigen die Ergebnisse der Feldsimulationen
auf. Vor allem die Darstellung des D-Feldes gibt Hinweise auf die Positionen der parasitären Kapazitäten,
da sich die auf einer leitenden Fläche befindende Ladung wie folgt berechnen lässt:\todo{Quote Maxwell?}

\begin{equation}
    \iint \mathbf{D} \cdot dS = \iiint \rho_f dV\label{eqn:integral_d}
\end{equation}

Durch Bestimmung der Flussrichtungen des D-Feldes lassen sich somit die Quellen der
Ladungen bestimmen. Dies ist zum Verständnis der Kapazität und der späteren Verminderung dieser
nützlich.\todo{Rewrite this more understandably}

\begin{figure}[p]
    \centering
    \begin{subfigure}[b]{1\linewidth}
        \centering
        \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/cst_estatic/potential_all.png}
        \subcaption{\label{fig:cst_estatic_potential_all}Potentialfeld der Widerstände aus oberer Ansicht}
    \end{subfigure}

    \vspace{2pt}

    \hspace{0.1\linewidth}%
    \begin{subfigure}[t]{.25\linewidth}
        \centering
        \includegraphics[width=1\textwidth,trim={0 0 0 0.8cm},clip]{entwicklung/cst_estatic/potential_3t_t}
        \subcaption{Potential innerhalb des nach oben zeigenden 1206 Widerstandes}
    \end{subfigure}\hfill%
    \begin{subfigure}[t]{.25\linewidth}
        \centering
        \includegraphics[width=1\textwidth]{entwicklung/cst_estatic/potential_3t_b}
        \subcaption{Potential innerhalb des herunterzeigenden 1206 Widerstandes}
    \end{subfigure}\hfill%
    \begin{subfigure}[t]{.25\linewidth}
        \centering
        \includegraphics[width=1\textwidth]{entwicklung/cst_estatic/potential_flip}
        \subcaption{Potential innerhalb des Flipchip}
    \end{subfigure}\hspace{0.1\linewidth}

    \caption{\label{fig:cst_r_potentials}Die Potentialfelder der elektrostatischen Simulation
    der Widerstände, verschiedene Ansichten}
\end{figure}



\begin{figure}[p]
    \centering
    \begin{subfigure}[b]{1\linewidth}
        \centering
        \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/cst_estatic/d_all}
        \subcaption{\label{fig:cst_estatic_d_all}D-Feld der Widerstände von oberer Ansicht}
    \end{subfigure}

    \vspace{2pt}

    \hspace{0.1\linewidth}%
    \begin{subfigure}[t]{.25\linewidth}
        \centering
        \includegraphics[width=1\textwidth]{entwicklung/cst_estatic/d_3t_t}
        \subcaption{Schnittfläche des D-Feldes in der Mitte des nach oben zeigenden 1206 Widerstandes} 
    \end{subfigure}\hfill%
    \begin{subfigure}[t]{.25\linewidth}
        \centering
        \includegraphics[width=1\textwidth,clip,trim={0 0.4cm 0 0.4cm}]{entwicklung/cst_estatic/d_3t_b}
        \subcaption{Schnittfläche des D-Feldes in der Mitte des herunterzeigenden 1206}
    \end{subfigure}\hfill%
    \begin{subfigure}[t]{.25\linewidth}
        \centering        
        \includegraphics[width=1\textwidth,clip,trim={0cm 0.4cm 0cm 0.4cm}]{entwicklung/cst_estatic/d_flip}
        \subcaption{\label{fig:cst_d_flipchip}Schnittfläche des D-Feldes in der Mitte des Flipchip}
    \end{subfigure}\hspace{0.1\linewidth}

    \caption{\label{fig:cst_r_ds} Die D-Feldstärken der elektrostatischen Simulation in verschiedenen Ansichten.}
\end{figure}

Deutlich zu erkennen ist der Grund der geringeren Kapazität des Flipchip in Abbildung \ref{fig:cst_d_flipchip}
im Vergleich zu dem Standardwiderstand. Durch die geringere metallisierte Oberfläche ist die D-Feld-Intensität
innerhalb der Keramik des Widerstandes verringert, und befindet sich näher an der Unterseite.
Bei den Standardwiderständen liegt eine homogene Ausbreitung des D-Feldes in der Keramik vor.
Die D-Feld-Intensität innerhalb des PCB-Materials ist bei allen drei Widerständen gleich, und scheint ebenfalls
einen großen Einfluss auf die Kapazität zu besitzen.


CST erlaubt die Berechnung des Feldflusses durch eine gegebene Fläche, welches dem
Flächenintegral der Gleichung \ref{eqn:integral_d} entspricht.
Somit können die Ladungsanteile berechnet werden, welche durch das D-Feld verursacht werden.
Abbildung \ref{fig:d_field_probe_all} zeigt die Flächen, welche zum integrieren verwendet wurden.
Die entsprechenden Ergebnisse der Integration sind in Tabelle \ref{table:d_field_integration} dargestellt.

\begin{figure}[h]
    \begin{subfigure}[t]{.5\linewidth}
        \centering
        \includegraphics[width=0.9\textwidth]{entwicklung/cst_estatic/d_probe_fc.png}
        \subcaption{\label{fig:d_field_probe_flipchip}Integrationsflächen des Flipchip-Widerstandes}
    \end{subfigure}%
    \begin{subfigure}[t]{.5\linewidth}
        \centering
        \includegraphics[width=0.9\textwidth]{entwicklung/cst_estatic/d_probe_3t_t.png}
        \subcaption{\label{fig:d_field_probe_1206}Integrationsflächen des 1206-Widerstandes}
    \end{subfigure}
    \caption[D-Feld Integrationsflächen]{\label{fig:d_field_probe_all}Die in CST genutzten Integrationsflächen (grün) zur
    Berechnung des D-Feld-Durchflusses}
\end{figure}

Angemerkt werden muss hierbei, dass die Simulation auch die Kapazität in das Vakuum simuliert.
Die somit berechneten Ladungen entsprechen nicht nur der Parallel-, sondern auch der Erdkapazität.
Dies erklärt die leichten Diskrepanzen der berechneten Kapazität und der berechneten Feldstärken. 
Aus diesem Grund können die berechneten Feldstärken nur als Richtlinie für die Verteilung der Felder genutzt werden.


\begin{table}[h]
    \centering
    \caption{\label{table:d_field_integration}Ergebnisse der Feldintegration bei $\SI{1}{\volt}$ Potential}
    \begin{tabular}{ |c|r|r| }
        \hline
        Typ & Feld im Keramik-Kern & Feld im PCB \\
        \hline
        1206 & $\SI{17.85}{\femto\coulomb}$ & $\SI{17.19}{\femto\coulomb}$ \\
        Flipchip & $\SI{15.99}{\femto\coulomb}$ & $\SI{17.89}{\femto\coulomb}$ \\
        \hline
    \end{tabular}
\end{table}


Zu sehen ist, dass sich ein erheblicher Anteil des Feldes, circa 50\%, durch das Material des PCBs bewegt. Dies
trifft auf sowohl den Standard-Widerstand als auch den Flipchip zu. 

\subsubsection{Mitigation der Parallelkapazität}
\label{chap:r_para_mitigations}
Im Folgenden wird untersucht, ob durch eine bestimmte Platzierung von Elektroden im PCB-Material
die Parallelkapazität verringert werden kann.\todo{Find a citation for this.}
Durch korrekte Platzierung von Elektroden mit festgelegtem Potential kann theoretisch das D-Feld auf diese umgeleitet 
werden, wodurch das PCB-Material selbst eine kleinere Teilhabe an der parasitären Kapazität des Widerstandes haben sollte.

Ein erster Versuch hierfür wird aus zwei symmetrischen Elektroden aufgebaut, welche unterhalb der Kontakte der 
Widerstände aufgebaut werden, und auf das selbe Potential wie die entsprechenden Kontakte gelegt werden.
Abbildung \ref{fig:r_symmetric_shielding} zeigt den Aufbau der im folgenden verwendeten Abschirmungselektroden und
deren Potentiale.

\begin{figure}[h]
    \begin{subfigure}[t]{.5\linewidth}
        \centering
        \includegraphics[clip,trim={4.8cm 0 7.2cm 0},width=0.9\linewidth]{entwicklung/cst_estatic_shld/shielding.png}
        \caption{Konstruktion der Schirmungselektroden}
    \end{subfigure}%
    \begin{subfigure}[t]{.5\linewidth}
        \centering
        \includegraphics[clip,trim={0 0 0.4cm 0},width=0.9\linewidth]{entwicklung/cst_estatic_shld/shielding_potential.png}
        \caption{\label{fig:r_symmetric_shielding_potential}Potentialfeld der Schirmungselektroden}
    \end{subfigure}
    \caption{\label{fig:r_symmetric_shielding}Schnittbild durch das Simulatiosmodell mit eingebauten Abschirmungselektroden}
\end{figure}

Da es bei diesem Aufbau vier Potentiale gibt, sind auch entsprechend mehr Kapazitäten zu beachten. 
Abbidlung \ref{fig:r_shielding_capacitances} zeigt alle Kapazitäten, welche von einem Kontakt sichtbar sind.

\begin{figure}[h]
    \centering
    \includegraphics[width=0.6\linewidth]{entwicklung/cst_estatic_shld/shielding_capacitors.drawio.png}
    \caption{\label{fig:r_shielding_capacitances}Schematische Darstellung der Kapazitäten, welche einer der Widerstandskontakte sieht.}
\end{figure}

Von Interesse sind die Parallelkapazität der Widerstandskontake, $C_\mathrm{r,p}$, 
welches der im vorherigen Kapitel beschriebenen Kapazität entspricht, sowie den 
Kapazitäten $C_\mathrm{sa,rb}$ und $C_\mathrm{sb,ra}$, welche zwischen dem Widerstand und den 
Schirmungselektroden entstehen. Durch den hier verwendeten Aufbau sind diese Kapazitäten symmetrisch,
und werden im Folgenden als $C_\mathrm{r,sp}$ bezeichnet.
Die Kapazitäten $C_\mathrm{sa,ra}$ und $C_\mathrm{sb,rb}$ sind nicht
relevant für die Bandbreite, da die Schirmelektrode auf das Potential des anliegenden Widerstandes getrieben wird, können
jedoch z.~B. die Eingangskapazität erhöhen. Sie werden im Folgenden als $C_\mathrm{r,s}$ bezeichnet.
Ebenso ist die Kapazität zwischen den Schirmelektroden nicht relevant, da diese separat getrieben werden und nicht hochohmig sind.

\begin{table}[h]
    \centering
    \caption{\label{table:shielding_capacitances}Parasitäre Kapazitäten mit Abschirmungselektroden}
    \begin{tabular}{ |c|c|c|c|c| }
        \hline
        Typ & $C_\mathrm{r,p}$ & $C_\mathrm{r,sp}$ & $C_\mathrm{r,s}$ & $C_\mathrm{r,g}$ \\
        \hline
        1206 & $\SI{5.64}{\femto\farad}$ & $\SI{28.16}{\femto\farad}$ & $\SI{194.25}{\femto\farad}$ & $\SI{17.71}{\femto\farad}$ \\
        Flipchip & $\SI{3.51}{\femto\farad}$ & $\SI{23.39}{\femto\farad}$ & $\SI{183.53}{\femto\farad}$ & $\SI{15.99}{\femto\farad}$ \\
        \hline
    \end{tabular}
\end{table}


\begin{table}[h]
    \centering
    \caption{\label{table:shielding_charges}Ergebnisse der Feldintegration mit Abschrimung bei $\SI{1}{\volt}$ Potential}
    \begin{tabular}{ |c|r|r| }
        \hline
        Typ & Feld im Keramik-Kern & Feld im PCB \\
        \hline
        1206 & $\SI{13.25}{\femto\coulomb}$ & $\SI{10.37}{\femto\coulomb}$ \\
        Flipchip & $\SI{11.35}{\femto\coulomb}$ & $\SI{9.22}{\femto\coulomb}$ \\
        \hline
    \end{tabular}
\end{table}

Tabelle \ref{table:shielding_capacitances} zeigt, dass die nun berechneten gesamten
Parallelkapazitäten ($C_\mathrm{r,p} + C_\mathrm{r,sp}$) wesentlich
geringer sind als diejenigen ohne Abschirmung. Dies wird ebenfalls durch eine erneute Ladungsberechnung
mit der in \ref{fig:d_field_probe_all} aufgezeigten Integrationsflächen bestätigt, dessen Ergebnisse in 
Tabelle \ref{table:shielding_charges} dargestellt sind.
Sowohl die vom Kern als auch die im PCB Verursachten Ladungen wurden verringert, was darauf schließen
lässt dass die Abschirmungselektroden einen größeren Einfluss haben als erwartet.
Abbildung \ref{fig:shielding_d_field} zeigt die Schnittbilder der D-Felder mit Abschirmungselektroden auf.

\begin{figure}[h]
    \begin{subfigure}[t]{.5\linewidth}
        \centering
        \includegraphics[clip,trim={0 0 0 0},width=0.9\linewidth]{entwicklung/cst_estatic_shld/d_3t_t.png}
        \caption{Schnittbild des 1206-Widerstandes}
    \end{subfigure}%
    \begin{subfigure}[t]{.5\linewidth}
        \centering
        \includegraphics[clip,trim={0.5cm 0 0.5cm 0},width=0.9\linewidth]{entwicklung/cst_estatic_shld/d_fc.png}
        \caption{Schnittbild des Flipchip}
    \end{subfigure}
    \caption{\label{fig:shielding_d_field}Schnittbild des D-Feldes durch das Simulatiosmodell mit eingebauten Abschirmungselektroden}
\end{figure}

Die Abschirmungselektroden sind somit in der Lage, die parasitäre Parallelkapazität des Widerstandes deutlich
zu verringern. Hierdurch jedoch entstehen größere Kapazitäten zu den jeweiligen Schirmungselektroden, welche somit
auf das gleiche Potential wie den entsprechenden Widerstandskontakt getrieben werden müssen, um negative Effekte auf die
Bandbreite zu vermeiden.
Mit der verringerten Parallelkapazität lassen sich somit größere Widerstände verwenden. Die erneut berechneten
Grenzwerte sind in Tabelle \ref{table:para_rshield_max} aufgelistet.

\begin{table}[h]
    \centering
    \caption{\label{table:para_rshield_max}Obere Grenzwerte der Widerstandsauswahl mit Abschrimung}
    \begin{tabular}{ |c|r| }
        \hline
        Typ & Grenzwert \\
        \hline
        1206 & $\SI{156.96}{\mega\ohm}$ \\
        Flipchip & $\SI{197.22}{\mega\ohm}$ \\
        \hline
    \end{tabular}
\end{table}

Da die berechneten Werte noch nicht der in Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} festgelegten
Verstärkung entsprechen, werden zusätzlich noch andere Möglichkeiten zur Verringerung der
Parallelkapazität hinzu gezogen.
Eine dieser Möglichkeiten ist die Nutzung mehrerer Widerstände in Reihenschaltung.
Hierdurch wird der effektive Widerstand der Gesamtschaltung erhöht und die Parallelkapazität
verringert, entsprechend:

\begin{eqnarray}
    R_\mathrm{tot} & = & \sum_{i=1}^{n}{R_i} \\
    C_\mathrm{tot} & = & \left(\sum_{i=1}^{n}{\frac{1}{C_i}} \right)^{-1}
\end{eqnarray}

Und mit einer Vereinfachung, dass alle Widerstände gleich gewählt sind, ergibt sich:

\begin{eqnarray}
    R_\mathrm{tot} & = & R\cdot n \\
    C_\mathrm{tot} & = & \frac{C}{n} \\
    f_\mathrm{c,tot} & = & 2\pi\cdot \left(R_\mathrm{tot}\cdot C_{tot}\right)^{-1} \\
    f_\mathrm{c,tot} & = & 2\pi\cdot \left(Rn \cdot \frac{C}{n}\right)^{-1} \\
    f_\mathrm{c,tot} & = & 2\pi\cdot \left(R\cdot C\right)^{-1}\label{eqn:r_series_frequency}
\end{eqnarray}

Aus Gleichung \ref{eqn:r_series_frequency} lässt sich erschließen, dass die Grenzfrequenz
der Gesamtschaltung der Grenzfrequenz eines einzelnen Widerstandes entspricht.
Dies bedeutet, dass bei Auswahl eines geeigneten Einzelwiderstandes eine beliebig hohe 
Gesamtimpedanz bei gleicher Bandbreite kreiert werden kann.
Zu beachten ist jedoch, dass die einzelnen Zweige dieser Widerstandsschaltung
hochimpedante und somit empfindliche Potentiale dar stellen. 
Parasitäre Kapazitäten z.B. zu Erde, wie diejenigen in Tabelle \ref{table:shielding_capacitances} dargestellt,
können an diesen Potentialen ebenfalls die Bandbreite beeinflussen.
Mithilfe einer weiteren Simulation wird der Einfluss der Kapazitäten zu Erde untersucht.
Abbildung \ref{fig:r_series_para_sim} zeigt die verwendete Schaltung auf; die Ergebnisse dieser sind 
in Abbildung \ref{fig:r_series_para_results} aufgezeigt. Varriert wird hierbei die Größe der einzelnen
Kapazitäten zur Erde hin.

\begin{figure}[hbt!]
    \centering
    \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/r_series/series_noshield.png}
    \caption{\label{fig:r_series_para_sim}Aufbau der Simulation zur 
        Analyse des Effektes der parasitären Kapazitäten auf eine Widerstands-Serienschaltung}
\end{figure}

\begin{figure}[hbt!]
    \centering
    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Rf_series_noshield.png}
    \caption{\label{fig:r_series_para_results}Ergebnisse der Simulation des
        Einflusses der parasitären Erdkapazität.}
\end{figure}

Deutlich zu erkennen ist eine starke Überhöhung der Bandbreite der Schaltung bei steigenden
parasitären Kapazitäten, welche auf eine Instabilität der Schaltung hinweisen. Eine Verringerung der
Kapazität zur Erde ist somit notwendig zum Erhalt der Stabilität bei Nutzung einer Reihenschaltung
von Widerständen.


\begin{figure}[hbt!]
    \centering
    \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/r_series/series_shielded.png}
    \caption{\label{fig:r_series_para_comp_sim}Aufbau der Simulation zur 
        Analyse des Effektes der Schirmungskapazitäten auf eine Widerstands-Serienschaltung}
\end{figure}

\begin{figure}[hbt!]
    \centering
    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Rf_series_shielded.png}
    \caption{\label{fig:r_series_para_comp_results}Ergebnisse der Simulation 
        zur Analyse der Auswirkungen der Abschirmkapazitäten.}
\end{figure}

Hierfür können die im vorherigen Teil beschriebenen Abschirmungselektroden genutzt werden.
Werden diese Elektroden über einen Widerstandsteiler auf die gleichen Potentiale wie die hochimpedanten
Widerstandszweige gelegt, so fließt kein Strom durch die parasitären Kapazitäten zur Abschirmung, und 
die Bandbreite wird nicht angehoben.
Dies wird über eine weitere Simulation (Abbildung \ref{fig:r_series_para_comp_sim}) bestätigt.
Abbildung \ref{fig:r_series_para_comp_results} zeigt die berechneten Bandbreiten bei variierter
Kapazität auf. Deutlich zu erkennen ist eine wesentlich flachere Bandbreite bei größerer
Abschirmkapazität, und eine Verminderung bis hin zur kompletten Vermeidung einer Überhöhung.


\FloatBarrier

\subsection{Effekte des OpAmp}
\label{chap:effects_opamp}

Im folgenden wird auf die Effekte des OpAmp eingegangen.
Als zentrales aktives Bauteil besitzt der OpAmp einen maßgeblichen Einfluss auf die Schaltung,
und eine korrekte Auswahl ist notwendig um die festgelegten Zielparameter erreichen zu können.
Dieser Auswahlprozess wird hier dargelegt.

\subsubsection{Verstärkungs-Bandbreiten-Produkt}

Wie bereits in Kapitel \ref{chap:basics_opamp} beschrieben, ist einer der zentralen Parameter eines
OpAmp sein Verstärkungs-Bandbreiten-Produkt (im folgenden GBWP).
Dieses legt fest, welche Bandbreite bei gegebener Verstärkung erreichbar ist.
Für einen Transimpedanzverstärker kann dies nicht direkt berechnet werden, da die TIV-Verstärkung 
in $\Omega$ angegeben wird, das GBWP jedoch eine einheitslose Verstärkung benötigt.
Aus diesem Grund wird das benötigte GBWP mithilfe einer Simulation in der Software ``LTSpice'' berechnet, welche
den Aufbau und die Simulation von elektrischen Schaltungen ermöglicht.

Abbidlung \ref{fig:opamp_gbwp_circuit} zeigt den in LTSpice erstellten Schaltkreis.
Hierbei werden optimistische Werte für parasitäre Eigenschaften verwendet.
Diese dürfen nicht vernachlässigt werden, da sie ebenfalls auf die Transferfunktion des OpAmp
Einfluss nehmen können, die optimistische Wahl gibt jedoch genug Freiraum für varianzen im 
späteren aufgebauten Schaltkreis.
Ein Rückkoppelwiderstand von $\SI{1}{\giga\ohm}$ wird gewählt, um für nachfolgende Filterschaltungen
etwas Freiraum zu lassen.

\begin{figure}[h]
    \centering
    \includegraphics[width=0.6\linewidth]{entwicklung/opamp/opamp_gbwp.png}
    \caption{\label{fig:opamp_gbwp_circuit}LTSpice-Schaltkreis zur Simulation der OpAmp-Transferfunktion}
\end{figure}

Die Stromquelle I1 wird als Stimulus-Eingang genutzt, 
und gibt ein Signal von $\SI{1}{\nano\ampere}$ aus. Eine parasitäre Eingangskapazität
von $\SI{10}{\pico\farad}$ wird entsprechend Erfahrungswerten bestehender Schaltkreise gewählt.
Die parasitäre Parallelkapazität C1 wird auf $\SI{3}{\femto\farad}$ als absolutes Minimum 
der in Kapitel \ref{chap:r_para_calculations} berechneten Kapazitäten gesetzt.
Gemessen wird die Ausgangsspannung des Verstärkers U1.

In einem ersten Versuch wird die Eingangsfrequenz von $\SI{1}{\hertz}$
bis $\SI{1}{\mega\hertz}$ varriiert, und die Ausgangsamplitude vermessen.
Verschiedene Kurven bei verändertem GBWP werden aufgezeichnet.
Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_results} zeigt die Ergebnisse dieser Simulation auf.

\begin{figure}[h]
    \centering
    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/DesignEstimate/OpAmp_GBWP_Sweep.png}
    \caption{\label{fig:opamp_gbwp_results}Ergebnisse der Simulation des OpAmp GBWP}
\end{figure}

\begin{table}[h]
    \centering
    \caption{\label{table:opamp_gbwp_results}Aus der Simulation bestimmte Bandbreiten der OpAmps bei variiertem GBWP}
    \begin{tabular}{ |r|r|r| }
        \hline
        GBWP & -3dB Punk & Überhöhung \\
        \hline
        $\SI{1.00}{\mega\hertz}$ & $\SI{6.00}{\kilo\hertz}$ & $\SI{22.03}{\decibel}$ \\
        $\SI{3.16}{\mega\hertz}$ & $\SI{10.96}{\kilo\hertz}$ & $\SI{17.01}{\decibel}$ \\
        $\SI{10.00}{\mega\hertz}$ & $\SI{19.50}{\kilo\hertz}$ & $\SI{12.44}{\decibel}$ \\
        $\SI{31.62}{\mega\hertz}$ & $\SI{33.52}{\kilo\hertz}$ & $\SI{7.62}{\decibel}$ \\
        $\SI{100.00}{\mega\hertz}$ & $\SI{56.20}{\kilo\hertz}$ & $\SI{3.12}{\decibel}$ \\
        $\SI{316.22}{\mega\hertz}$ & $\SI{75.62}{\kilo\hertz}$ & $\SI{0.01}{\decibel}$ \\
        $\SI{1.00}{\giga\hertz}$ & $\SI{65.72}{\kilo\hertz}$ &  $\emptyset$ \\
        $\SI{3.16}{\giga\hertz}$ & $\SI{56.20}{\kilo\hertz}$ & $\emptyset$  \\
        $\SI{10.00}{\giga\hertz}$ & $\SI{54.95}{\kilo\hertz}$ & $\emptyset$  \\
        \hline
    \end{tabular}
\end{table}

Deutlich zu erkennen ist die Limitierung der Bandbreite durch den OpAmp. Bei einem GBWP
von $\SI{1}{\mega\hertz}$ ist die Bandbreite des Gesamtsystems auf circa 
$\SI{6}{\kilo\hertz}$ begrenzt, bei $\SI{100}{\mega\hertz}$ auf etwa
$\SI{56}{\kilo\hertz}$.
Ebenfalls zu erkennen ist einer Überhöhung der Transferfunktion in den Fällen, in welchen
die Bandbreite durch den OpAmp limitiert wird. Diese Überhöhung lässt auf eine Resonanz schließen,
welche somit die Stabilität des Systems beeinflusst.
Eine solche Überhöhung muss vermieden werden, um Oszillationen sowie übermäßiges Rauschen zu vermeiden.
Ab dem $\SI{1}{\giga\hertz}$ GBWP-OpAmp ist keine solche Überhöhung zu sehen,
die Bandbreite ist hier überwiegend durch den Rückkoppelwiderstand begrenzt, und das System ist stabil.
Die Reduktion der -3dB-Bandbreite, welche in Tabelle \ref{table:opamp_gbwp_results} ab 
$\SI{316.22}{\mega\hertz}$ zu sehen ist, ist durch die Resonanz zu erklären.
Diese zieht die Transferfunktion nach oben und verschärft den Abfall, wodurch die -3dB-Frequenz
nach oben gezogen wird.

Um sicher zu stellen dass die Stabilität der Schaltung auch bei variierenden parasitären Effekten gegeben ist,
werden Simulationen mit variablem C1 und Cin (siehe Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_circuit}) durchgeführt.
Die Ergebnisse hiervon sind in Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_variation_results} dargestellt.
Zu erkennen ist, dass die Rückkoppelkapazitäten keinen Einfluss auf die Stabilität haben, und lediglich die Bandbreite
begrenzen, wie bereits in Kapitel \ref{chap:basics_parasitics} beschrieben wurde.
Die Eingangskapazität Cin jedoch schein äquivalent zu einer variation des GBWP zu sein, wobei eine größere Kapazität
die Bandbreite verringert, und somit die Stabilität negativ beeinflussen kann.
Bei der Schaltungsauslegung muss somit genügend Marge bei der GBWP-Auswahl gelassen werden, um bei höher als 
erwartetem Cin stabil zu bleiben.

\begin{figure}[h]
    \centering
    \missingfigure{Insert graphs of varying parasitics here!}
    \caption{\label{fig:opamp_gbwp_variation_results}Ergebnisse der Simulation der OpAmp-Schaltung mit 
    varrierten parasitären Bauteilen.}
\end{figure}

Zusammengefasst ist die OpAmp-Bandbreite ein wichtiger Faktor der Schaltung.
Ein zu klein gewähltes GBWP begrenzt sowohl die Bandbreite des Schaltkreises, und kann zudem zu 
Instabilitäten führen. Aus den Simulationen wird geschlossen dass ein Mindest-GBWP von $\SI{1}{\giga\hertz}$
notwendig ist, um stabil zu bleiben und die Bandbreite zu erhalten, wobei ein größeres GBWP vorteilhaft erscheint.

\subsubsection{Mitigation des OpAmp GBWP}

Wie im vorherigen Kapitel beschrieben ist eine höhere Bandbreite des OpAmp notwendig, 
um die Schaltung stabil betreiben zu können. Die berechnete Bandbreite von $\SI{1}{\giga\hertz}$
ist jedoch nicht mit allen OpAmps erreichbar.
Um eine größere Auswahl von OpAmps zu ermöglichen wird nun untersucht, ob eine Erhöhung des
effektiven GBWP möglich ist.

Da die Bandbreite eines einzelnen OpAmp durch seinen internen Aufbau limitiert ist, kann
an diesem nichts verändert werden. Es ist jedoch möglich, durch die Verschaltung zweier 
oder mehr OpAmps einen gesamten Schaltkreis mit effektiv höherem GBWP zu erhalten.
Hierfür werden zwei Möglichkeiten hinzu gezogen:

\begin{itemize}
    \item[a)] \textbf{Eine Reihenschaltung einzelner Verstärker-Stufen:}
        Es werden mehrere einzelne Stufen regulärer Verstärker hintereinander geschaltet.
        Hierdurch muss jede einzelne Stufe eine geringere Verstärkung erbringen,
        und behält somit eine höhere Bandbreite.
        
        Von Vorteil ist der simple 
        Schaltungsaufbau sowie die gute Stabilität, da jede Stufe in sich 
        stabil designt werden kann, und alle außer die erste Stufe als reguläre
        Verstärker, nicht als TIA, ausgelegt werden können.
        
        Nachteilhaft sind die akkumulierenden Fehler der OpAmps, welche mit jeder 
        zusätzlichen Stufe anwachsen.

    \item[b)] \textbf{Eine Komposit-Schaltung von OpAmps:}
        Anstelle einzelne Stufen hintereinander zu schalten ist es ebenso möglich,
        mehrere OpAmps zu einem gesamt-Verstärker mit insgesamt höherem GBWP zu schalten.\todo{
            Find a citation for this?
        }

        Vorteilhaft ist die insgesamt höhere Präzision, da der Feedback-Pfad des gesamten
        Systems über alle OpAmps geschaltet ist.
        Nachteilhaft ist hierbei die komplexere Schaltung, und dass Stabilität 
        durch vorsichtiges Balancieren der Stufen eingestellt werden muss.
\end{itemize}

Da für den hier betrachteten Anwendungsfall die Präzision von höherer Relevanz ist,
und die vergleichsweise niedrigen Signalbandbreiten leichter stabilisierbar sind,
wird der komposite Schaltungsaufbau gewählt.
Es wird eine Simulation aufgebaut, mit welcher verschiedene
OpAmp-GBWP-Kombinationen simuliert werden können, um die Eigenschaften des Gesamtsystems 
untersuchen zu können.

Die Arbeitsweise dieser Verschaltung ist wie folgt:
\begin{enumerate}
    \item Der OpAmp U1 verstärkt die am Eingang anliegende Spannungsdifferenz, welche vom 
        TIA-Eingangsstrom und Masse generiert wird
    \item Die Ausgangsspannung von U1 wird durch OpAmp U2 weiter verstärkt.
        U2 besitzt hierbei eine feste Verstärkung, welche durch den Widerstandsteiler Rx/Rx
        festgelegt wird.
    \item Der Ausgang von U2 wird über den Rückkoppelwiderstand an den TIA Ausgang angelegt.
        Hierdurch wird die Verstärkerschleife geschlossen.
    \item U1 regelt nun seinen eigenen Ausgang so, dass der Ausgang von U2 die
        Eingangsspannung ausgleicht. Da U2 eine festgelegte Verstärkung besitzt,
        übernimmt U1 zwangsweise die verbliebene Verstärkung, d.h. $R_f / A_\mathrm{U2}$.
\end{enumerate}

\begin{figure}[h]
    \centering
    \includegraphics[scale=0.2]{grundlagen/CascadeOpAmp.drawio.png}
    \caption{\label{fig:opamp_gbwp_increase_schematics}Beispielhafte Schaltungen zur Erhöhung
        des OpAmp GBWP.}    
\end{figure}

Durch korrekte Auswahl von U1, U2 und der Verteilung der Verstärkung zwischen den OpAmps können
so die Vorteile verschiedener OpAmps kombiniert werden. Es kann z.B. ein sensitiver und präziser
aber langsamer OpAmp in der ersten Stufe mit kleinerer Verstärkung betrieben werden, und ein
wesentlich schnellerer OpAmp in der zweiten Stufe die Gesamtverstärkung des Systems liefern.

Als exemplarisches Beispiel wird der ADA4530 als erste Stufe gewählt. Dieser OpAmp hat
ein exzellent niedriges Rauschen und geringe Eingangs-Leckströme, und ist optimiert
für Messungen an hochimpedanten Eingängen. Er besitzt jedoch ein GBWP von lediglich
$\SI{2}{\mega\hertz}$, welches für die festgelegten Anforderungen unzureichend ist.
Mithilfe 
einer LTSpice-Simulation wird nun untersucht, ob eine solche kaskadierte Verschaltung
zu einem nutzbaren Gesamt-GBWP führen kann.

\todo[inline]{Place cascaded ADA results here}

\subsubsection{OpAmp-Rauschen}
\label{chap:opamp_noise}

In diesem Abschnitt wird das Rauschen der OpAmps in Bezug auf die TIA-Schaltung
genauer untersucht.
Die bereits in Kapitel \ref{chap:basics_opamp} dargelegten parasitären Effekte haben
unterschiedliche Auswirkungen auf den Schaltkreis und das Rauschniveau,
welche hier dargestellt werden sollen.

Das eingangsbezogene Stromrauschen des OpAmps hat einen direkten Effekt auf das gemessene
Signal. Da der Eingang des TIA Ströme misst, wird das Stromrauschen lediglich auf das
Eingangssignal hinzu addiert und mit Verstärkt. Eine Reduzierung des Effektes des Stromrauschens
ist somit nicht möglich, lediglich die Auswahl eines OpAmps mit wenig Rauschen ist hierfür relevant.
Mit hochperformanten OpAmps liegen typische Stromrausch-Werte im Bereich von 
circa $\SI{10}{\femto\ampere\per\sqrt{\hertz}}$, welches mit der geforderten
Bandbreite von $\SI{30}{\kilo\hertz}$ ungefähr ein eingangsbezogenes Rauschen von $\SI{1.73}{\pico\ampere}$ erzeugt.

Das Spannungsrauschen des OpAmp ist etwas komplexer.
Am Eingang des TIAs interagiert dieses Rauschen mit der parasitären Eingangskapazität, und wirkt
somit als zusätzliches Stromrauschen, entsprechend der Formel $I = U \cdot 2\pi f \cdot C$.
Dieses Rauschen steigt somit sowohl mit größerer Eingangskapazität, als auch mit der Frequenz.

Mithilfe einer LTSpice-Simulation wird dieses Rauschverhalten genauer charakterisiert.
Hierbei wird die in Abbildung \ref{fig:opamp_vin_noise_schematic} dargestellte Schaltung verwendet.
Als OpAmp wird dabei der LTC6268-10 gewählt. Dies ist ein kommerziell erhältlicher OpAmp mit 
genügend GBWP und kleinen Eingangsleckströmen, um als TIA nutzbar zu sein.

\begin{figure}[h]
    \centering
    \missingfigure{Include OpAmp VIn-noise schematic here!}
    \caption{\label{fig:opamp_vin_noise_schematic}Schaltkreis der LTSpice-Simulation zur 
      Bestimmung OpAmp-Rauschens.}
\end{figure}

Variiert werden $C_\mathrm{in}$ sowie $R_\mathrm{f}$, um die Auswirkungen dieser Parameter
betrachten zu können. Hierbei wird das Rauschen Eingangsbezogen gemessen, d.h. die Ausgangsspannung
wird durch $R_\mathrm{f}$ dividiert, um den Eingangsstrom zu erhalten. Hierdurch lassen sich die
Simulationswerte besser vergleichen. Die Ergebnisse sind in Abbildungen \ref{fig:opamp_vin_noise_rf}
und \ref{fig:opamp_vin_noise_cin} dargestellt.

\begin{figure}
    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_LTC_Rf_Sweep_Noise.png}
    \caption{\label{fig:opamp_vin_noise_rf}Rauschen in Abhängigkeit von $R_\mathrm{f}$}
\end{figure}

\todo[inline]{Redo the CIn simulation with more realistic feedback resistor.}

\begin{figure}
    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_LTC_Cin_Sweep_Noise.png}
    \caption{\label{fig:opamp_vin_noise_cin}Rauschen in Abhängigkeit von $C_\mathrm{in}$}
\end{figure}

Deutlich zu erkennen ist eine starke Abhängigkeit des Rauschens von beiden Parametern.
Die Eingangskapazität hat hierbei eine merkliche Auswirkung auf den frequenzabhängigen
Teil des Rauschens, welcher ab ca. $\SI{100}{\hertz}$ bis $\SI{10}{\kilo\hertz}$
anfängt zu dominieren.
Bereits eine Kapazität von $\SI{10}{\pico\farad}$ erhöht das Rauschniveau merklich.
Da die parasitäre Eingangskapazität stark vom physikalischen Schaltungsaufbau abhängig ist,
muss somit bei der Auslegung des Designs auf niedrige Kapazität geachtet werden.

Der Rückkoppelwiderstand hat einen ebenso großen Einfluss auf das Rauschen.
Deutlich zu erkennen ist das Stromrauschen des Widerstandes selbst, beschrieben in Kapitel
\ref{chap:r_para_calculations}. Es ist zusätzlich zu sehen, dass der Rückkoppelwiderstand
auch auf das Rauschniveau der Eingangskapazität einen Einfluss nimmt, wobei ein
größerer Widerstand das Rauschen abdämpft.
Insgesamt soll somit auch für das OpAmp-Rauschen ein möglichst großer Rückkoppelwiderstand
gewählt werden, um Rauscheffekte zu unterdrücken.
