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TeX/Kapitel/Auslegung.tex

@@ -3,21 +3,24 @@
 
 In diesem Kapitel wird auf die Auslegung eines spezifischen TIV-Schaltkreises eingegangen.
 Es werden die zu erreichenden Zielparameter des Verstärkers festgelegt und erläutert.
-Hiernach werden verschiedene Bauteile zur Auswahl gezogen, wobei die limitierenden parasitären Effekte dieser dar gestellt werden.
+Hiernach werden verschiedene Bauteile zur Auswahl gezogen, wobei die limitierenden parasitären Effekte dieser dargestellt werden.
 Eine Auswahl der Bauteile wird mit Hinsicht auf die Zielparameter des Designs durchgeführt.
 
 \section{Zielparameter}
 \label{chap:tia_design_goals}
 
 Wie in Abschnitt \ref{chap:tia_in_ims} dargestellt, ist die Aufgabe eines TIVs im IMS,
-die Stromflüsse der Ionenpackete auf eine messbare Spannung zu verstärken. Hierbei soll der TIV die Form eines solchen
-Packetes möglichst akkurat dar stellen. Für das in dieser Arbeit ausgewählte IMS-Verfahren ist bereits die Größe der Ionen-Pakete bekannt\todo{Insert ref here}.
+die Stromflüsse der Ionenpakete auf eine messbare Spannung zu verstärken. Hierbei soll der TIV die Form eines solchen
+Paketes möglichst akkurat darstellen.
+Für das in dieser Arbeit ausgewählte IMS-Verfahren ist bereits die Größe der Ionen-Pakete bekannt\todo{Insert ref here}.
 Somit können aus diesen Messwerten die Zielwerte des Verstärkers abgeleitet werden.
 
 Für eine erste Auslegung wird das folgende IMS-System angestrebt: \todo[inline]{Describe IMS}.
-Dieses generiert Ionenpackete mit einer Gausschen Verteilung \todo{verify this} mit einer Standardabweichung von circa $\SI{1.5}{\micro\second}$.
-Um diese Packete abbilden zu können ist eine Bandbreite von mindestens $\SI{30}{\kilo\hertz}$ notwendig.
-Die größte Peak-Amplitude, die hierbei zu erwarten ist, ist circa \todo{Insert peak amplitude}. Somit reicht ein Eingangsbereich des TIV von $\pm\SI{1}{\nano\ampere}$.
+Dieses System generiert Ionenpakete mit einer Gausschen Verteilung \todo{verify this} mit einer Standardabweichung von circa $\SI{1.5}{\micro\second}$.
+Eine beispielhafte Messung eines IMS-Systemes ist in Abbildung \ref{fig:example_ims_peak} dargestellt.
+Um diese Pakete abbilden zu können ist eine Bandbreite von mindestens $\SI{30}{\kilo\hertz}$ notwendig.
+Die größte Peak-Amplitude, die hierbei zu erwarten ist, ist circa \todo{Insert peak amplitude}.
+Somit reicht ein Eingangsbereich des TIV von $\pm\SI{1}{\nano\ampere}$.
 
 \begin{figure}
     \centering
@@ -29,19 +32,21 @@ Der Ausgang des TIV wird einen Analog-Digital-Wandler (im folgenden ADC) antreib
 Spannungssignal in ein digitales Signal um, welches vom Rest des Systems ausgewertet werden kann. Der im Ziel-IMS ausgewählte ADC,
 der \todo{insert ADC name}, hat einen Eingangsbereich von $\pm\SI{2}{\volt}$\todo{verify}. Somit kann die Gesamtverstärkung des TIVs festgelegt werden als:
 $A_\mathrm{TIV} = V_\mathrm{out}/I_\mathrm{in} = \SI{2}{\volt} / \SI{1}{\nano\ampere} = \SI{2}{\giga\ohm}$
+\todo{Check about rewriting this}
 
 \cleardoublepage
 \section{Analyse der Parasitäreffekte}
 
-Im folgenden werden die bereits in Kapiteln 
-\ref{chap:basics_parasitics} und \ref{chap:basics_opamp} beschriebenen parasitären Effekte
-im Kontext des TIVs genauer untersucht. Die Auswirkungen der verschiedenen Effekte auf das Verhalten 
-der Schaltung werden beschrieben, und Grenzwerte für bestimmte Parameter mithilfe der Zielparameter bestimmt.
-Ebenfalls werden Möglichkeiten zur Reduktion einiger Parasitäreffekte beschrieben.
+
+Kapitel \ref{chap:basics_parasitics} und \ref{chap:basics_opamp} beschreiben grundlegende
+parasitäre Effekte einiger Bauteil. Im Folgenden sollen diese Effekte genauer auf ihren
+Einfluss auf eine TIV-Schaltung genauer untersucht werden.
+Grenzwerte für bestimmte Parameter mithilfe der Zielparameter sollen bestimmt werden, und
+Möglichkeiten zur Reduktion einiger Parasitäreffekte werden untersucht.
 
 \subsection{Effekte der passive Bauelemente}
 
-In diesem Kapitel wird auf das Verhalten der passiven Bauteile eingegangen, und wie deren parasitäre
+Folgend wird auf das Verhalten der passiven Bauteile eingegangen und wie deren parasitäre
 Effekte den Schaltkreis beeinflussen. Dies bezieht sich überwiegend auf den Rückkoppelwiderstand und
 die parasitären Kapazitäten der Schaltung.
 
@@ -49,14 +54,15 @@ die parasitären Kapazitäten der Schaltung.
 \label{chap:r_noise}
 
 Wie bereits in Kapitel \ref{chap:basics_parasitics} beschrieben, besitzen resistive Bauteile
-ein thermisches Rauschen. In diesem Abschnitt wird der Einfluss des Rauschens untersucht.
+ein thermisches Rauschen. In diesem Abschnitt wird der Einfluss des Rauschens auf 
+die Messungen eines TIVs untersucht.
 
 In einem TIV-Schaltkreis gibt es ein Bauteil mit hohem Widerstand: Der Rückkoppelwiderstand.
 Somit wird vermutet, dass dieser Widerstand eine dominierende Quelle des thermischen Rauschens ist.
 Laut Gleichung \ref{eqn:thermal_voltage_noise} wächst die Amplitude des Spannungsrauschens mit der Wurzel des
 Widerstandswertes, wodurch eine erste Vermutung ist, dass ein kleinerer Widerstand besser wäre.
 Für einen TIV ist der Eingang jedoch ein strombasierter Eingang. Somit muss das Stromrauschen betrachtet werden.
-Dies lässt sich berechnen wie folgt:\todo{Cite or explain this}
+Dies lässt sich wie folgt berechnen:\todo{Cite or explain this}
 
 \begin{eqnarray}
     I_\mathrm{n,rms} & = & \frac{V_\mathrm{n,rms}}{R} \\
@@ -73,23 +79,26 @@ gesamten Rückkoppelwiderstandes angestrebt werden.
 
 Der Rückkoppelwiderstand ist ein zentrales Bauteil des TIVs, welcher die Verstärkung 
 des gesamten Schaltkreises festlegt.
-Alle Bauteile eine parasitäre Kapazität, 
-wie in Kapitel \ref{chap:basics_parasitics} festgelegt wurde.
-Abbildung \ref{fig:example_r_cp} in diesem Kapitel zeigt, dass diese Kapazität
+Alle Bauteile besitzen parasitäre Kapazitäten, 
+wie in Kapitel \ref{chap:basics_parasitics}
+beschrieben wurde.
+Abbildung \ref{fig:example_r_cp} auf Seite \pageref{fig:example_r_cp} zeigt, dass diese Kapazität
 an hochohmigen Widerständen schon bei geringeren Frequenzen einen Einfluss auf die Bandbreite haben kann.
 Im Falle des Rückkoppelwiderstandes sorgt die Verringerung der Impedanz für eine Verringerung
-der Verstärkung des OpAmp, und somit für eine reduzierte Bandbreite des gesamten Verstärkers. Diese Einschränkung
+der Verstärkung des OpAmp und somit für eine reduzierte Bandbreite des gesamten Verstärkers. Diese Einschränkung
 darf nicht unter die in Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} festgelegte Zielbandbreite fallen.
 
-Nun soll genauer auf den Ursprung der Kapazität, den zu erwartenden Wert, sowie mögliche Mitigationen eingegangen werden.
-Um dies zu erreichen, wird eine Simulation in dem Programm ``CST Studio Suite 2021'' eingerichtet. Dieses Programm erlaubt die Simulation
+Um die Ursprünge, Grenzwerte und eventuelle Mitigationen dieser Kapazität besser zu verstehen, wird genauer auf 
+diese eingegangen.
+Hierfür wird eine Simulation in dem Programm ``CST Studio Suite 2021'' eingerichtet. Dieses Programm erlaubt die Simulation
 verschiedener elektrostatischer und dynamischer Modelle, um zum Beispiel die kapazitive Kopplung einer Schaltung untersuchen zu können.
 
 Als erster Ansatz wird von einem Dickfilm-Widerstand im Gehäuseformat ``1206'' ausgegangen.
-Diese Größe bietet eine angemessene Auswahl von Widerstandswerten in der Größenordnung eines TIV-Rückkoppelwiderstandes an,
+Diese Größe bietet eine angemessene Auswahl von Widerstandswerten in der Größenordnung eines TIV-Rückkoppelwiderstandes an
 und ist leicht erhältlich. Somit ist dies ein guter Kanditat für den im späteren Design verwendeten Widerstand.
 Diese Art von Widerstand besteht aus einem Keramik-Kern mit zwei metallisierten Anschlüssen an den Enden und einem Kohle-Film, welcher
-den eigentlichen elektrischen Widerstand bildet. Das in CST erstellte Modell diesen ist in Abbildung \ref{fig:cst_model_1206} dargestellt.  
+den eigentlichen elektrischen Widerstand bildet.
+Das in CST erstellte Modell hierfür ist in Abbildung \ref{fig:cst_model_1206} dargestellt.  
 
 Eine weitere mögliche Bauart eines Widerstandes ist die sog. Flipchip-Terminierung.
 Hierbei wird die Metallisierung nur auf einer Seite der Keramik, neben dem Widerstandsfilm, aufgebracht.
@@ -108,12 +117,13 @@ in Abbildung \ref{fig:cst_model_1206_flipchip} dargestellt.
         \subcaption{\label{fig:cst_model_1206_flipchip}Modell des 1206-Flipchip-Widerstandes}
     \end{subfigure}
     \caption[Simulationsmodelle der Widerstände in CST]{Die in CST Studio Suite 2021 erstellten Widerstandsmodelle.
-    Zu sehen ist die Keramik in weiß, die Metallkontakte in Braun, und der Kohlefilm in Dunkellila}
+    Zu sehen ist die Keramik in weiß, die Metallkontakte in Braun, und der Kohlefilm in Dunkellila.
+    Eigene Modellierung.}
   \end{figure}
 
-Mithilfe dieser Modelle werden nun die kapazitiven Kopplungen bestimmt.
+Mithilfe dieser Modelle werden die kapazitiven Kopplungen bestimmt.
 Hierfür wird der ``Electrostatic Solver'' genutzt, welcher die elektrischen Felder im statischen Zustand,
-sowie die kapazitive Kopplung von Potentialflächen, berechnet. Die Widerstände werden hierbei auf einer Grundfläche aus FR4 platziert.
+sowie die kapazitive Kopplung von Potentialflächen berechnet. Die Widerstände werden hierbei auf einer Grundfläche aus FR4 platziert.
 Dies entspricht dem Platinenmaterial einer reellen Platine, welches durch sein Dielektrikum auch Einfluss auf die Kapazitäten hat.
 Der Flipchip-Widerstand wird hierbei mit den Kontakten nach unten zeigend simuliert. Bei dem Standard-1206 Gehäuse
 werden zwei Anbringungsmöglichkeiten (Widerstandsbelag nach oben und nach unten) getestet.
@@ -130,9 +140,9 @@ Die exakte Konfiguration der Simulation ist in Abbildung \ref{fig:cst_r_sim_setu
 \end{figure}
 
 In der Simulation werden die metallisierten Enden der Widerstände auf unterschiedliche 
-potentiale gelegt, um das E-, D- und Potentialfeld berechnen zu können.
-Hierbei wird $\pm\SI{0.5}{\volt}$ gewählt, um ein Gesamtpotential von $\SI{1}{\volt}$ auf zu bauen, wobei
-die Auswahl der Potentialwerte auf die von CST berechnete Kapazität keinen Einfluss nimmt, und lediglich zur
+Potentiale gelegt, um die elektrischen Felder berechnen zu können.
+Hierbei wird $\pm\SI{0.5}{\volt}$ gewählt, um ein Gesamtpotential von $\SI{1}{\volt}$ aufzubauen, wobei
+die Auswahl der Potentialwerte auf die von CST berechnete Kapazität keinen Einfluss nimmt und lediglich zur
 Visualisierung dient.
 
 Die Ergebnisste sind in Tabelle \ref{table:para_r_cf} dargestellt. Deutlich zu erkennen ist eine
@@ -159,7 +169,7 @@ der Eingangskapazität bei. Zudem scheint es keine großen Unterschiede bei der
 
 Mithilfe der ersten Kapazitätswerte und der in Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} bestimmten Bandbreite
 lässt sich nun ein oberer Grenzwert des Rückkoppelwiderstandes berechnen.
-Dies ergibt aus der Gleichung der Grenzfrequenz eines RC-Filters, beschrieben in Gleichung \ref{eqn:max_rf}.
+Dies ergibt sich aus der Gleichung der Grenzfrequenz eines RC-Filters, beschrieben in Gleichung \ref{eqn:max_rf}.
 Die berechneten Grenzwerte der Widerstände sind in Tabelle \ref{table:para_r_max} dargestellt.
 
 \begin{eqnarray}
@@ -184,9 +194,9 @@ Die berechneten Grenzwerte der Widerstände sind in Tabelle \ref{table:para_r_ma
 \end{table}
 
 Für den gesamten TIV ist nach Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} eine Gesamtverstärkung
-von ca. $\SI{2}{\giga\ohm}$ gewünscht, und entsprechend des vorherigen Kapitels ist ein möglichst großer
+von ca. $\SI{1}{\giga\ohm}$ gewünscht und entsprechend des vorherigen Kapitels ist ein möglichst großer
 Rückkoppelwiderstand vorteilhaft. Somit wird nun mithilfe der Simulationen nach der Quelle
-dieser Kapazität gesucht, und Möglichkeiten zur Verringerung dieser (und somit Steigerung der Widerstandsgrenze) gesucht.
+dieser Kapazität und nach Möglichkeiten zur Verringerung dieser (und somit Steigerung der Widerstandsgrenze) gesucht.
 
 Abbildungen \ref{fig:cst_r_potentials} und \ref{fig:cst_r_ds} zeigen die Ergebnisse der Feldsimulationen
 auf. Vor allem die Darstellung des D-Feldes gibt Hinweise auf die Positionen der parasitären Kapazitäten,
@@ -269,17 +279,19 @@ nützlich.\todo{Rewrite this more understandably}
         Konzentration der Felder um die Kontaktflächen der Widerstände herum.}
 \end{figure}
 
+\FloatBarrier
+
 Deutlich zu erkennen ist der Grund der geringeren Kapazität des Flipchip in Abbildung \ref{fig:cst_d_flipchip}
 im Vergleich zu dem Standardwiderstand. Durch die geringere metallisierte Oberfläche ist die D-Feld-Intensität
-innerhalb der Keramik des Widerstandes verringert, und befindet sich näher an der Unterseite.
+innerhalb der Keramik des Widerstandes verringert und befindet sich näher an der Unterseite.
 Bei den Standardwiderständen liegt eine homogene Ausbreitung des D-Feldes in der Keramik vor.
-Die D-Feld-Intensität innerhalb des PCB-Materials ist bei allen drei Widerständen gleich, und scheint ebenfalls
-einen großen Einfluss auf die Kapazität zu besitzen.
+Die D-Feld-Intensität innerhalb des PCB-Materials ist bei allen drei Widerständen gleich
+und scheint ebenfalls einen großen Einfluss auf die Kapazität zu besitzen.
 
 CST erlaubt die Berechnung des Feldflusses durch eine gegebene Fläche, welches dem
 Flächenintegral der Gleichung \ref{eqn:integral_d} entspricht.
 Somit können die Ladungsanteile berechnet werden, welche durch das D-Feld verursacht werden.
-Abbildung \ref{fig:d_field_probe_all} zeigt die Flächen, welche zum integrieren verwendet wurden.
+Abbildung \ref{fig:d_field_probe_all} zeigt die Flächen, welche zum Integrieren verwendet wurden.
 Die entsprechenden Ergebnisse der Integration sind in Tabelle \ref{table:d_field_integration} dargestellt.
 
 \begin{figure}[ht]
@@ -312,7 +324,7 @@ Die entsprechenden Ergebnisse der Integration sind in Tabelle \ref{table:d_field
     \end{tabular}
 \end{table}
 
-Angemerkt werden muss hierbei, dass die Simulation auch die Kapazität in das Vakuum simuliert.
+Hierbei muss angemerkt werden, dass die Simulation auch die Kapazität in das Vakuum simuliert.
 Die somit berechneten Ladungen entsprechen nicht nur der Parallel-, sondern auch der Erdkapazität.
 Dies erklärt die leichten Diskrepanzen der berechneten Kapazität und der berechneten Feldstärken. 
 Aus diesem Grund können die berechneten Feldstärken nur als Richtlinie für die Verteilung der Felder genutzt werden.
@@ -324,13 +336,15 @@ trifft auf sowohl den Standard-Widerstand als auch den Flipchip zu.
 
 \subsubsection{Mitigation der Parallelkapazität}
 \label{chap:r_para_mitigations}
-Im Folgenden wird untersucht, ob durch eine bestimmte Platzierung von Elektroden im PCB-Material
+
+Um den parasitären Kapazitäten entgegen zu wirken soll nun erprobt werden,
+ob durch eine bestimmte Platzierung von Elektroden im PCB-Material
 die Parallelkapazität verringert werden kann.\todo{Find a citation for this.}
 Durch korrekte Platzierung von Elektroden mit festgelegtem Potential kann theoretisch das D-Feld auf diese umgeleitet 
 werden, wodurch das PCB-Material selbst eine kleinere Teilhabe an der parasitären Kapazität des Widerstandes haben sollte.
 
 Ein erster Versuch hierfür wird aus zwei symmetrischen Elektroden aufgebaut, welche unterhalb der Kontakte der 
-Widerstände aufgebaut werden, und auf das selbe Potential wie die entsprechenden Kontakte gelegt werden.
+Widerstände aufgebaut werden und auf dasselbe Potential wie die entsprechenden Kontakte gelegt werden.
 Abbildung \ref{fig:r_symmetric_shielding} zeigt den Aufbau der im folgenden verwendeten Abschirmungselektroden und
 deren Potentiale.
 
@@ -363,7 +377,7 @@ Abbidlung \ref{fig:r_shielding_capacitances} zeigt alle Kapazitäten, welche von
 Von Interesse sind die Parallelkapazität der Widerstandskontake, $C_\mathrm{r,p}$, 
 welches der im vorherigen Kapitel beschriebenen Kapazität entspricht, sowie den 
 Kapazitäten $C_\mathrm{sa,rb}$ und $C_\mathrm{sb,ra}$, welche zwischen dem Widerstand und den 
-Schirmungselektroden entstehen. Durch den hier verwendeten Aufbau sind diese Kapazitäten symmetrisch,
+Schirmungselektroden entstehen. Durch den hier verwendeten Aufbau sind diese Kapazitäten symmetrisch
 und werden im Folgenden als $C_\mathrm{r,sp}$ bezeichnet.
 Die Kapazitäten $C_\mathrm{sa,ra}$ und $C_\mathrm{sb,rb}$ sind nicht
 relevant für die Bandbreite, da die Schirmelektrode auf das Potential des anliegenden Widerstandes getrieben wird, können
@@ -373,10 +387,10 @@ Ebenso ist die Kapazität zwischen den Schirmelektroden nicht relevant, da diese
 Tabelle \ref{table:shielding_capacitances} zeigt, dass die nun berechneten gesamten
 Parallelkapazitäten ($C_\mathrm{r,p} + C_\mathrm{r,sp}$) wesentlich
 geringer sind als diejenigen ohne Abschirmung. Dies wird ebenfalls durch eine erneute Ladungsberechnung
-mit der in \ref{fig:d_field_probe_all} aufgezeigten Integrationsflächen bestätigt, dessen Ergebnisse in 
+mit der in Abbildung \ref{fig:d_field_probe_all} aufgezeigten Integrationsflächen bestätigt, dessen Ergebnisse in 
 Tabelle \ref{table:shielding_charges} dargestellt sind.
 Sowohl die vom Kern als auch die im PCB Verursachten Ladungen wurden verringert, was darauf schließen
-lässt dass die Abschirmungselektroden einen größeren Einfluss haben als erwartet.
+lässt, dass die Abschirmungselektroden einen größeren Einfluss haben als erwartet.
 Abbildung \ref{fig:shielding_d_field} zeigt die Schnittbilder der D-Felder mit Abschirmungselektroden auf.
 
 
@@ -427,7 +441,7 @@ Abbildung \ref{fig:shielding_d_field} zeigt die Schnittbilder der D-Felder mit A
 \FloatBarrier
 
 Die Abschirmungselektroden sind somit in der Lage, die parasitäre Parallelkapazität des Widerstandes deutlich
-zu verringern. Hierdurch jedoch entstehen größere Kapazitäten zu den jeweiligen Schirmungselektroden, welche somit
+zu verringern. Hierdurch entstehen jedoch größere Kapazitäten zu den jeweiligen Schirmungselektroden, welche somit
 auf das gleiche Potential wie den entsprechenden Widerstandskontakt getrieben werden müssen, um negative Effekte auf die
 Bandbreite zu vermeiden.
 Mit der verringerten Parallelkapazität lassen sich somit größere Widerstände verwenden. Die erneut berechneten
@@ -473,7 +487,7 @@ der Gesamtschaltung der Grenzfrequenz eines einzelnen Widerstandes entspricht.
 Dies bedeutet, dass bei Auswahl eines geeigneten Einzelwiderstandes eine beliebig hohe 
 Gesamtimpedanz bei gleicher Bandbreite kreiert werden kann.
 Zu beachten ist jedoch, dass die einzelnen Zweige dieser Widerstandsschaltung
-hochimpedante und somit empfindliche Potentiale dar stellen. 
+hochimpedante und somit empfindliche Potentiale darstellen. 
 Parasitäre Kapazitäten z.B. zu Erde, wie diejenigen in Tabelle \ref{table:shielding_capacitances} dargestellt,
 können an diesen Potentialen ebenfalls die Bandbreite beeinflussen.
 Mithilfe einer weiteren Simulation wird der Einfluss der Kapazitäten zu Erde untersucht.
@@ -507,12 +521,12 @@ von Widerständen.
 
 Hierfür können die im vorherigen Teil beschriebenen Abschirmungselektroden genutzt werden.
 Werden diese Elektroden über einen Widerstandsteiler auf die gleichen Potentiale wie die hochimpedanten
-Widerstandszweige gelegt, so fließt kein Strom durch die parasitären Kapazitäten zur Abschirmung, und 
+Widerstandszweige gelegt, so fließt kein Strom durch die parasitären Kapazitäten zur Abschirmung und 
 die Bandbreite wird nicht angehoben.
 Dies wird über eine weitere Simulation (Abbildung \ref{fig:r_series_para_comp_sim}) bestätigt.
 Abbildung \ref{fig:r_series_para_comp_results} zeigt die berechneten Bandbreiten bei variierter
 Kapazität auf. Deutlich zu erkennen ist eine wesentlich flachere Bandbreite bei größerer
-Abschirmkapazität, und eine Verminderung bis hin zur kompletten Vermeidung einer Überhöhung.
+Abschirmkapazität und eine Verminderung bis hin zur kompletten Vermeidung einer Überhöhung.
 Es ist zu vermuten dass eine zu hohe Abschirmkapazität auch Rauschen in die Schaltung mit
 ein bringt, weshalb die Kapazität der Schirmung passend ausgelegt werden muss. Dies ist
 jedoch in einer Simulation schwer zu belegen, da die parasitären Rauscheffekte
@@ -544,8 +558,8 @@ einer realen Schaltung nicht einfach zu simulieren sind.
 \subsection{Effekte des OpAmp}
 \label{chap:effects_opamp}
 
-Im folgenden wird auf die Effekte des OpAmp eingegangen.
-Als zentrales aktives Bauteil besitzt der OpAmp einen maßgeblichen Einfluss auf die Schaltung,
+Dieser Abschnitt geht nun genauer auf die Effekte des OpAmp ein.
+Als zentrales aktives Bauteil besitzt der OpAmp einen maßgeblichen Einfluss auf die Schaltung
 und eine korrekte Auswahl ist notwendig um die festgelegten Zielparameter erreichen zu können.
 Dieser Auswahlprozess wird hier dargelegt.
 
@@ -577,9 +591,10 @@ der Schaltung gewählt.
 
 \FloatBarrier
 
-Die Stromquelle I1 wird als Stimulus-Eingang genutzt, 
+Die Stromquelle I1 wird als Stimulus-Eingang genutzt
 und gibt ein Signal von $\SI{1}{\nano\ampere}$ aus. Eine parasitäre Eingangskapazität
-von $\SI{10}{\pico\farad}$ wird entsprechend Erfahrungswerten bestehender Schaltkreise gewählt.
+von $\SI{10}{\pico\farad}$ wird entsprechend Erfahrungswerten\todo{rewrite}
+bestehender Schaltkreise gewählt.
 Die parasitäre Parallelkapazität C1 wird auf $\SI{3}{\femto\farad}$ als absolutes Minimum 
 der in Kapitel \ref{chap:r_para_calculations} berechneten Kapazitäten gesetzt.
 Gemessen wird die Ausgangsspannung des Verstärkers U1.
@@ -612,7 +627,7 @@ die Bandbreite durch den OpAmp limitiert wird. Diese Überhöhung lässt auf ein
 welche somit die Stabilität des Systems beeinflusst.
 Eine solche Überhöhung muss vermieden werden, um Oszillationen sowie übermäßiges Rauschen zu vermeiden.
 Ab dem $\SI{1}{\giga\hertz}$ GBWP-OpAmp ist keine solche Überhöhung zu sehen,
-die Bandbreite ist hier überwiegend durch den Rückkoppelwiderstand begrenzt, und das System ist stabil.
+die Bandbreite ist hier überwiegend durch den Rückkoppelwiderstand begrenzt und das System ist stabil.
 Die Reduktion der -3dB-Bandbreite, welche in Tabelle \ref{table:opamp_gbwp_results} ab 
 $\SI{316.22}{\mega\hertz}$ zu sehen ist, ist durch die Resonanz zu erklären.
 Diese zieht die Transferfunktion nach oben und verschärft den Abfall, wodurch die -3dB-Frequenz