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David Bailey 2024-08-28 17:21:50 +02:00
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43
TeX/Deckblatt.tex
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@ -1,35 +1,38 @@
\begin{titlepage} \begin{titlepage}
\enlargethispage{2.0cm} \enlargethispage{2.0cm}
\begin{center} \begin{center}
\vspace*{-2cm} \vspace*{-1cm}
\begin{figure}[H]
\centering
\includegraphics[width=0.95\textwidth]{grafiken/title_header.png}
\end{figure}
\begin{figure}[h] \vspace{2cm}
\centering
\includegraphics[height=4cm]{grafiken/welfenschloss_vektor.pdf}
\end{figure}
\vspace{1cm} {\Large \textsc{Masterarbeit}} \\[0.2cm]
\rule{0.95\textwidth}{0.4pt}\\[3.5cm]
{\LARGE \textsc{Leibniz Universität Hannover}}\\[1.0cm] {\LARGE \textbf{Entwicklung und Charakterisierung}} \\[0.2cm]
{\LARGE \textbf{eines rauscharmen Transimpedanzverstärkers}} \\ [0.2cm]
{\LARGE \textbf{für die Ionenmobilitätsspektrometrie}} \\ [2cm]
{\large von} \\[0.2cm]
{\Large David Bailey} \\[0.2cm]
{\large Matrikelnummer: 10011830}\\[0.2cm]
{\Large \textsc{Fachpraktikum des Studienganges}} \\[0.2cm] \vfill
{\Large \textsc{M.Sc. Energietechnik}} \\ [2cm]
{\Large \textbf{Implementation einer\\ {\large Betreuer:}\\[0.1cm]
Arc-Detection der ECRH\\ {\large M. Hitzemann}\\[0.1cm]
am Wendelstein W7-x\\ {\large J. Winkelholz}\\[1cm]
Fusionsexperiment }} \\ [4cm]
{\Large Praktikumsbericht} \\ [1.5cm] {\large Prüfer:}\\[0.1cm]
{\large 1. Prof. Dr.-Ing. Stefan Zimmermann}\\[0.1cm]
{\large 2. Prof. Dr.-Ing. Julia Körner}\\[1cm]
\vfil {September 2024}\\[2cm]
{\large David Bailey} \\
{Matrikelnummer: 10011830 } \\ [1.5cm]
\end{center} \end{center}
\end{titlepage} \end{titlepage}

106
TeX/Kapitel/Auslegung.tex
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@ -12,15 +12,24 @@ Eine Auswahl der Bauteile wird mit Hinsicht auf die Zielparameter des Designs du
Wie in Abschnitt \ref{chap:tia_in_ims} dargestellt, ist die Aufgabe eines TIVs im IMS, Wie in Abschnitt \ref{chap:tia_in_ims} dargestellt, ist die Aufgabe eines TIVs im IMS,
die Stromflüsse der Ionenpakete auf eine messbare Spannung zu verstärken. Hierbei soll der TIV die Form eines solchen die Stromflüsse der Ionenpakete auf eine messbare Spannung zu verstärken. Hierbei soll der TIV die Form eines solchen
Paketes möglichst akkurat darstellen. Paketes möglichst akkurat darstellen.
Für das in dieser Arbeit ausgewählte IMS-Verfahren ist bereits die Größe der Ionen-Pakete bekannt\todo{Insert ref here}. Für das in dieser Arbeit ausgewählte IMS-Verfahren ist bereits die Größe der Ionen-Pakete bekannt.
Somit können aus diesen Messwerten die Zielwerte des Verstärkers abgeleitet werden.
Für eine erste Auslegung wird das folgende IMS-System angestrebt: \todo[inline]{Describe IMS}. Der Verstärker wird so ausgelegt, dass er
Dieses System generiert Ionenpakete mit einer Gausschen Verteilung \todo{verify this} mit einer Standardabweichung von circa $\SI{1.5}{\micro\second}$. für ein IMS nutzbar ist, welches am
Institut für Grundlagen der Elektrotechnik und Messtechnik
der Leibniz Universität Hannover genutzt wird.
Der Aufbau dieses IMS ist vergleichbar zu dem in
\cite{Reinecke2018Oct} dargestelltem System.
Dieses System generiert Ionenpakete mit einer
annähernd gausschen Verteilung,
mit einer Breite von circa $\SI{1.5}{\micro\second}$
für die kleinsten Pakete.
Eine beispielhafte Messung eines IMS-Systemes ist in Abbildung \ref{fig:example_ims_peak} dargestellt. Eine beispielhafte Messung eines IMS-Systemes ist in Abbildung \ref{fig:example_ims_peak} dargestellt.
Um diese Pakete abbilden zu können ist eine Bandbreite von mindestens $\SI{30}{\kilo\hertz}$ notwendig. Um diese Pakete abbilden zu können ist eine Bandbreite von mindestens $\SI{30}{\kilo\hertz}$ notwendig.
Die größte Peak-Amplitude, die hierbei zu erwarten ist, ist circa \todo{Insert peak amplitude}. Die größte Peak-Amplitude, die hierbei abgebildet werden soll,
Somit reicht ein Eingangsbereich des TIV von $\pm\SI{1}{\nano\ampere}$. befindet sich im Bereich von circa $\SI{1}{\nano\ampere}$
\begin{figure} \begin{figure}
\centering \centering
@ -30,14 +39,17 @@ Somit reicht ein Eingangsbereich des TIV von $\pm\SI{1}{\nano\ampere}$.
Der Ausgang des TIV wird einen Analog-Digital-Wandler (im folgenden ADC) antreiben. Diese Bauteile wandeln ein Der Ausgang des TIV wird einen Analog-Digital-Wandler (im folgenden ADC) antreiben. Diese Bauteile wandeln ein
Spannungssignal in ein digitales Signal um, welches vom Rest des Systems ausgewertet werden kann. Der im Ziel-IMS ausgewählte ADC, Spannungssignal in ein digitales Signal um, welches vom Rest des Systems ausgewertet werden kann. Der im Ziel-IMS ausgewählte ADC,
der \todo{insert ADC name}, hat einen Eingangsbereich von circa $\pm\SI{2}{\volt}$\todo{verify}. der {\em LTC2274}, hat einen
differentiellen Eingangsbereich von $\pm\SI{2.25}{\volt}$.
Bei gewünschtem nominalem Eingangsbereich von $\SI{1}{\nano\ampere}$ Bei gewünschtem nominalem Eingangsbereich von $\SI{1}{\nano\ampere}$
und maximaler ADC-Eingangsspannung von $\pm\SI{2}{\volt}$ ist eine Verstärkung und maximaler Ausgangsspannung von $\pm\SI{2}{\volt}$ ist eine Verstärkung
von $\SI{1}{\giga\ohm}$ sinnvoll, um den ADC nicht zu saturieren. von $\SI{1}{\giga\ohm}$ sinnvoll, um den ADC nicht zu saturieren.
Somit kann die Gesamtverstärkung des TIVs festgelegt werden als: Somit kann die Gesamtverstärkung des TIVs festgelegt werden als:
$A_\mathrm{TIV} = V_\mathrm{out}/I_\mathrm{in} = \SI{1}{\volt} / \SI{1}{\nano\ampere} = \SI{1}{\giga\ohm}$ \begin{equation*}
A_\mathrm{TIV} = V_\mathrm{out}/I_\mathrm{in} = \SI{1}{\volt} / \SI{1}{\nano\ampere} = \SI{1}{\giga\ohm}
\end{equation*}
\cleardoublepage \cleardoublepage
@ -67,8 +79,14 @@ In einem TIV-Schaltkreis gibt es ein Bauteil mit hohem Widerstand: Der Rückkopp
Somit wird vermutet, dass dieser Widerstand eine dominierende Quelle des thermischen Rauschens ist. Somit wird vermutet, dass dieser Widerstand eine dominierende Quelle des thermischen Rauschens ist.
Laut Gleichung \ref{eqn:thermal_voltage_noise} wächst die Amplitude des Spannungsrauschens mit der Wurzel des Laut Gleichung \ref{eqn:thermal_voltage_noise} wächst die Amplitude des Spannungsrauschens mit der Wurzel des
Widerstandswertes, wodurch eine erste Vermutung ist, dass ein kleinerer Widerstand besser wäre. Widerstandswertes, wodurch eine erste Vermutung ist, dass ein kleinerer Widerstand besser wäre.
Für einen TIV ist der Eingang jedoch ein strombasierter Eingang. Somit muss das Stromrauschen betrachtet werden. Für einen TIV ist der Eingang jedoch ein strombasierter Eingang, und die
Dies lässt sich wie folgt berechnen:\todo{Cite or explain this} Verstärkung des TIV nimmt proportional zur Widerstandsgröße zu.
Das Spannungsrauschen über dem Widerstand kann
nach Ersatzschaltbild \ref{fig:example_r_noise}
in einen äquivalenten Strom durch den Widerstand umgerechnet
werden, welcher in den Eingang des TIVs fließt. Dieser kann
wie folgt berechnet werden:
\begin{eqnarray} \begin{eqnarray}
I_\mathrm{n,rms} & = & \frac{V_\mathrm{n,rms}}{R} \\ I_\mathrm{n,rms} & = & \frac{V_\mathrm{n,rms}}{R} \\
@ -111,6 +129,9 @@ Hierbei wird die Metallisierung nur auf einer Seite der Keramik, neben dem Wider
Dies soll Streueffekte und Kapazitäten verringern. Das für diese Widerstandsart erstellte Modell ist Dies soll Streueffekte und Kapazitäten verringern. Das für diese Widerstandsart erstellte Modell ist
in Abbildung \ref{fig:cst_model_1206_flipchip} dargestellt. in Abbildung \ref{fig:cst_model_1206_flipchip} dargestellt.
Bei der Modellierung wurde sich für beide Widerstandvarianten
auf \cite{VishayRFreq} bezogen.
\begin{figure}[hb] \begin{figure}[hb]
\begin{subfigure}[t]{.5\linewidth} \begin{subfigure}[t]{.5\linewidth}
\centering \centering
@ -124,7 +145,7 @@ in Abbildung \ref{fig:cst_model_1206_flipchip} dargestellt.
\end{subfigure} \end{subfigure}
\caption[Simulationsmodelle der Widerstände in CST]{Die in CST Studio Suite 2021 erstellten Widerstandsmodelle. \caption[Simulationsmodelle der Widerstände in CST]{Die in CST Studio Suite 2021 erstellten Widerstandsmodelle.
Zu sehen ist die Keramik in weiß, die Metallkontakte in Braun, und der Kohlefilm in Dunkellila. Zu sehen ist die Keramik in weiß, die Metallkontakte in Braun, und der Kohlefilm in Dunkellila.
Eigene Modellierung.} Eigene Modellierung nach \cite{VishayRFreq}.}
\end{figure} \end{figure}
Mithilfe dieser Modelle werden die kapazitiven Kopplungen bestimmt. Mithilfe dieser Modelle werden die kapazitiven Kopplungen bestimmt.
@ -212,9 +233,10 @@ da sich die auf einer leitenden Fläche befindende Ladung wie folgt berechnen l
\iint \mathbf{D} \cdot dS = \iiint \rho_f dV\label{eqn:integral_d} \iint \mathbf{D} \cdot dS = \iiint \rho_f dV\label{eqn:integral_d}
\end{equation} \end{equation}
Durch Bestimmung der Flussrichtungen des D-Feldes lassen sich somit die Quellen der Die Quellen des D-Feldes geben so Hinweise auf die Ladungsverteilung
Ladungen bestimmen. Dies ist zum Verständnis der Kapazität und der späteren Verminderung dieser der Simulation, wobei diese Ladungen von den hier betrachteten
nützlich.\todo{Rewrite this more understandably} Kapazitäten verursacht werden. Die D-Felder zeigen somit auf,
welche Elemente der Simulation zur Kapazität beitragen.
\begin{figure}[p] \begin{figure}[p]
\centering \centering
@ -347,9 +369,11 @@ trifft auf sowohl den Standard-Widerstand als auch den Flipchip zu.
Um den parasitären Kapazitäten entgegen zu wirken soll nun erprobt werden, Um den parasitären Kapazitäten entgegen zu wirken soll nun erprobt werden,
ob durch eine bestimmte Platzierung von Elektroden im PCB-Material ob durch eine bestimmte Platzierung von Elektroden im PCB-Material
die Parallelkapazität verringert werden kann.\todo{Find a citation for this.} die Parallelkapazität verringert werden kann.
Durch korrekte Platzierung von Elektroden mit festgelegtem Potential kann theoretisch das D-Feld auf diese umgeleitet Durch korrekte Platzierung eines sog. Guard Rings \cite{SierraReduceCapacitances}
werden, wodurch das PCB-Material selbst eine kleinere Teilhabe an der parasitären Kapazität des Widerstandes haben sollte. kann theoretisch das D-Feld auf diesen umgeleitet
werden, wodurch das PCB-Material selbst eine kleinere Teilhabe an der
parasitären Kapazität des Widerstandes haben sollte \cite{Yang:21}.
Ein erster Versuch hierfür wird aus zwei symmetrischen Elektroden aufgebaut, welche unterhalb der Kontakte der Ein erster Versuch hierfür wird aus zwei symmetrischen Elektroden aufgebaut, welche unterhalb der Kontakte der
Widerstände aufgebaut werden und auf dasselbe Potential wie die entsprechenden Kontakte gelegt werden. Widerstände aufgebaut werden und auf dasselbe Potential wie die entsprechenden Kontakte gelegt werden.
@ -455,7 +479,7 @@ Bandbreite zu vermeiden.
Mit der verringerten Parallelkapazität lassen sich somit größere Widerstände verwenden. Die erneut berechneten Mit der verringerten Parallelkapazität lassen sich somit größere Widerstände verwenden. Die erneut berechneten
Grenzwerte sind in Tabelle \ref{table:para_rshield_max} aufgelistet. Grenzwerte sind in Tabelle \ref{table:para_rshield_max} aufgelistet.
\begin{table}[hb] \begin{table}[ht]
\centering \centering
\caption{\label{table:para_rshield_max}Obere Grenzwerte der Widerstandsauswahl mit Abschrimung} \caption{\label{table:para_rshield_max}Obere Grenzwerte der Widerstandsauswahl mit Abschrimung}
\begin{tabular}{ |c|r| } \begin{tabular}{ |c|r| }
@ -468,6 +492,8 @@ Grenzwerte sind in Tabelle \ref{table:para_rshield_max} aufgelistet.
\end{tabular} \end{tabular}
\end{table} \end{table}
\FloatBarrier
Da die berechneten Werte noch nicht der in Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} festgelegten Da die berechneten Werte noch nicht der in Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} festgelegten
Verstärkung entsprechen, werden zusätzlich noch andere Möglichkeiten zur Verringerung der Verstärkung entsprechen, werden zusätzlich noch andere Möglichkeiten zur Verringerung der
Parallelkapazität hinzu gezogen. Parallelkapazität hinzu gezogen.
@ -503,7 +529,7 @@ Abbildung \ref{fig:r_series_para_sim} zeigt die verwendete Schaltung auf; die Er
in Abbildung \ref{fig:r_series_para_results} aufgezeigt. Varriert wird hierbei die Größe der einzelnen in Abbildung \ref{fig:r_series_para_results} aufgezeigt. Varriert wird hierbei die Größe der einzelnen
Kapazitäten zur Erde hin. Kapazitäten zur Erde hin.
\begin{figure}[hb!] \begin{figure}[htb!]
\centering \centering
\includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/r_series/series_noshield.png} \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/r_series/series_noshield.png}
\caption{\label{fig:r_series_para_sim}Aufbau der Simulation zur \caption{\label{fig:r_series_para_sim}Aufbau der Simulation zur
@ -520,13 +546,13 @@ Kapazitäten zur Erde hin.
Rückkoppelpfad.} Rückkoppelpfad.}
\end{figure} \end{figure}
\FloatBarrier
Deutlich zu erkennen ist eine starke Überhöhung der Bandbreite der Schaltung bei steigenden Deutlich zu erkennen ist eine starke Überhöhung der Bandbreite der Schaltung bei steigenden
parasitären Kapazitäten, welche auf eine Instabilität der Schaltung hinweisen. Eine Verringerung der parasitären Kapazitäten, welche auf eine Instabilität der Schaltung hinweisen. Eine Verringerung der
Kapazität zur Erde ist somit notwendig zum Erhalt der Stabilität bei Nutzung einer Reihenschaltung Kapazität zur Erde ist somit notwendig zum Erhalt der Stabilität bei Nutzung einer Reihenschaltung
von Widerständen. von Widerständen.
\FloatBarrier
Hierfür können die im vorherigen Teil beschriebenen Abschirmungselektroden genutzt werden. Hierfür können die im vorherigen Teil beschriebenen Abschirmungselektroden genutzt werden.
Werden diese Elektroden über einen Widerstandsteiler auf die gleichen Potentiale wie die hochimpedanten Werden diese Elektroden über einen Widerstandsteiler auf die gleichen Potentiale wie die hochimpedanten
Widerstandszweige gelegt, so fließt kein Strom durch die parasitären Kapazitäten zur Abschirmung und Widerstandszweige gelegt, so fließt kein Strom durch die parasitären Kapazitäten zur Abschirmung und
@ -541,7 +567,7 @@ jedoch in einer Simulation schwer zu belegen, da die parasitären Rauscheffekte
einer realen Schaltung nicht einfach zu simulieren sind. einer realen Schaltung nicht einfach zu simulieren sind.
\begin{figure}[hbt!] \begin{figure}[htb!]
\centering \centering
\includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/r_series/series_shielded.png} \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/r_series/series_shielded.png}
\caption[Aufbau der Simulation zur \caption[Aufbau der Simulation zur
@ -549,7 +575,7 @@ einer realen Schaltung nicht einfach zu simulieren sind.
Analyse des Effektes der Schirmungskapazitäten auf eine Widerstands-Serienschaltung.} Analyse des Effektes der Schirmungskapazitäten auf eine Widerstands-Serienschaltung.}
\end{figure} \end{figure}
\begin{figure}[hbt!] \begin{figure}[htb!]
\centering \centering
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Rf_series_shielded.png} \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Rf_series_shielded.png}
\caption[Ergebnisse der Simulation \caption[Ergebnisse der Simulation
@ -561,8 +587,7 @@ einer realen Schaltung nicht einfach zu simulieren sind.
\end{figure} \end{figure}
\FloatBarrier \clearpage
\newpage
\subsection{Effekte des OpAmp} \subsection{Effekte des OpAmp}
\label{chap:effects_opamp} \label{chap:effects_opamp}
@ -604,8 +629,8 @@ der Schaltung gewählt.
Die Stromquelle I1 wird als Stimulus-Eingang genutzt Die Stromquelle I1 wird als Stimulus-Eingang genutzt
und gibt ein Signal von $\SI{1}{\nano\ampere}$ aus. Eine parasitäre Eingangskapazität und gibt ein Signal von $\SI{1}{\nano\ampere}$ aus. Eine parasitäre Eingangskapazität
von $\SI{10}{\pico\farad}$ wird entsprechend Erfahrungswerten\todo{rewrite} von $\SI{10}{\pico\farad}$ wird als beispielhafter
bestehender Schaltkreise gewählt. Wert der Eingangskapazität von OpAmp, PCB und Eingangsbuchse gewählt.
Die parasitäre Parallelkapazität C1 wird auf $\SI{3}{\femto\farad}$ als absolutes Minimum Die parasitäre Parallelkapazität C1 wird auf $\SI{3}{\femto\farad}$ als absolutes Minimum
der in Kapitel \ref{chap:r_para_calculations} berechneten Kapazitäten gesetzt. der in Kapitel \ref{chap:r_para_calculations} berechneten Kapazitäten gesetzt.
Gemessen wird die Ausgangsspannung des Verstärkers U1. Gemessen wird die Ausgangsspannung des Verstärkers U1.
@ -639,9 +664,9 @@ welche somit die Stabilität des Systems beeinflusst.
Eine solche Überhöhung muss vermieden werden, um Oszillationen sowie übermäßiges Rauschen zu vermeiden. Eine solche Überhöhung muss vermieden werden, um Oszillationen sowie übermäßiges Rauschen zu vermeiden.
Ab dem $\SI{1}{\giga\hertz}$ GBWP-OpAmp ist keine solche Überhöhung zu sehen, Ab dem $\SI{1}{\giga\hertz}$ GBWP-OpAmp ist keine solche Überhöhung zu sehen,
die Bandbreite ist hier überwiegend durch den Rückkoppelwiderstand begrenzt und das System ist stabil. die Bandbreite ist hier überwiegend durch den Rückkoppelwiderstand begrenzt und das System ist stabil.
Die Reduktion der -3dB-Bandbreite, welche in Tabelle \ref{table:opamp_gbwp_results} ab Die Reduktion der -3~dB-Bandbreite, welche in Tabelle \ref{table:opamp_gbwp_results} ab
$\SI{316.22}{\mega\hertz}$ zu sehen ist, ist durch die Resonanz zu erklären. $\SI{316.22}{\mega\hertz}$ zu sehen ist, ist durch die Resonanz zu erklären.
Diese zieht die Übertragungsfunktion nach oben und verschärft den Abfall, wodurch die -3dB-Frequenz Diese zieht die Übertragungsfunktion nach oben und verschärft den Abfall, wodurch die -3~dB-Frequenz
nach oben gezogen wird. nach oben gezogen wird.
\begin{table}[ht] \begin{table}[ht]
@ -649,7 +674,7 @@ nach oben gezogen wird.
\caption{\label{table:opamp_gbwp_results}Aus der Simulation bestimmte Bandbreiten der OpAmps bei variiertem GBWP} \caption{\label{table:opamp_gbwp_results}Aus der Simulation bestimmte Bandbreiten der OpAmps bei variiertem GBWP}
\begin{tabular}{ |r|r|r| } \begin{tabular}{ |r|r|r| }
\hline \hline
GBWP & -3dB Punk & Überhöhung \\ GBWP & -3~dB Punk & Überhöhung \\
\hline \hline
$\SI{1.00}{\mega\hertz}$ & $\SI{6.00}{\kilo\hertz}$ & $\SI{22.03}{\decibel}$ \\ $\SI{1.00}{\mega\hertz}$ & $\SI{6.00}{\kilo\hertz}$ & $\SI{22.03}{\decibel}$ \\
$\SI{3.16}{\mega\hertz}$ & $\SI{10.96}{\kilo\hertz}$ & $\SI{17.01}{\decibel}$ \\ $\SI{3.16}{\mega\hertz}$ & $\SI{10.96}{\kilo\hertz}$ & $\SI{17.01}{\decibel}$ \\
@ -675,9 +700,9 @@ welche somit die Stabilität des Systems beeinflusst.
Eine solche Überhöhung muss vermieden werden, um Oszillationen sowie übermäßiges Rauschen zu vermeiden. Eine solche Überhöhung muss vermieden werden, um Oszillationen sowie übermäßiges Rauschen zu vermeiden.
Ab dem $\SI{1}{\giga\hertz}$ GBWP-OpAmp ist keine solche Überhöhung zu sehen, Ab dem $\SI{1}{\giga\hertz}$ GBWP-OpAmp ist keine solche Überhöhung zu sehen,
die Bandbreite ist hier überwiegend durch den Rückkoppelwiderstand begrenzt, und das System ist stabil. die Bandbreite ist hier überwiegend durch den Rückkoppelwiderstand begrenzt, und das System ist stabil.
Die Reduktion der -3dB-Bandbreite, welche in Tabelle \ref{table:opamp_gbwp_results} ab Die Reduktion der -3~dB-Bandbreite, welche in Tabelle \ref{table:opamp_gbwp_results} ab
$\SI{316.22}{\mega\hertz}$ zu sehen ist, ist durch die Resonanz zu erklären. $\SI{316.22}{\mega\hertz}$ zu sehen ist, ist durch die Resonanz zu erklären.
Diese zieht die Transferfunktion nach oben und verschärft den Abfall, wodurch die -3dB-Frequenz Diese zieht die Transferfunktion nach oben und verschärft den Abfall, wodurch die -3~dB-Frequenz
nach oben gezogen wird. nach oben gezogen wird.
Zur Erfassung der benötigten offenen Verstärkung des OpAmp wird die LTSpice Simulation aus Zur Erfassung der benötigten offenen Verstärkung des OpAmp wird die LTSpice Simulation aus
@ -685,7 +710,7 @@ Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_circuit} erneut genutzt. Nun wird jedoch nicht das
variiert, sondern die offene Verstärkung. Abbildung \ref{fig:opamp_aol_sweep_2} variiert, sondern die offene Verstärkung. Abbildung \ref{fig:opamp_aol_sweep_2}
zeigt die Simulationsergebnisse auf. zeigt die Simulationsergebnisse auf.
\begin{figure}[hb] \begin{figure}[ht]
\centering \centering
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Aol_Sweep.png} \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Aol_Sweep.png}
\caption[Darstellung des Einflusses der offenen Verstärkung \caption[Darstellung des Einflusses der offenen Verstärkung
@ -705,6 +730,8 @@ Ungleich des GBWP ist so eine Begrenzung der Bandbreite durch eine zu kleine off
Verstärkung nicht detrimental für die Stabilität der Schaltung. Lediglich die Bandbreite Verstärkung nicht detrimental für die Stabilität der Schaltung. Lediglich die Bandbreite
selbst muss beachtet werden. selbst muss beachtet werden.
\FloatBarrier
Um sicher zu stellen dass die Stabilität der Schaltung auch bei variierenden parasitären Effekten gegeben ist, Um sicher zu stellen dass die Stabilität der Schaltung auch bei variierenden parasitären Effekten gegeben ist,
werden Simulationen mit variablem C1 und Cin (siehe Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_circuit}) durchgeführt. werden Simulationen mit variablem C1 und Cin (siehe Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_circuit}) durchgeführt.
Die Ergebnisse hiervon sind in Abbildungen \ref{fig:opamp_gbwp_variation_result_1} und Die Ergebnisse hiervon sind in Abbildungen \ref{fig:opamp_gbwp_variation_result_1} und
@ -723,7 +750,7 @@ Die Ergebnisse hiervon sind in Abbildungen \ref{fig:opamp_gbwp_variation_result_
} }
\end{figure} \end{figure}
\begin{figure}[ht] \begin{figure}[htb]
\centering \centering
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Cfp_Sweep.png} \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Cfp_Sweep.png}
\caption[Ergebnisse der Simulation eines idealen \caption[Ergebnisse der Simulation eines idealen
@ -749,6 +776,8 @@ Aus den Simulationen wird geschlossen, dass ein Mindest-GBWP von $\SI{1}{\giga\h
notwendig ist, um stabil zu bleiben und die Bandbreite zu erhalten, wobei ein größeres GBWP vorteilhaft erscheint. notwendig ist, um stabil zu bleiben und die Bandbreite zu erhalten, wobei ein größeres GBWP vorteilhaft erscheint.
Eine minimale offene Verstärkung von circa 10 000 ist notwendig, um die Bandbreite nicht zu beeinflussen. Eine minimale offene Verstärkung von circa 10 000 ist notwendig, um die Bandbreite nicht zu beeinflussen.
\FloatBarrier
\subsubsection{Verbesserung der OpAmp Bandbreite} \subsubsection{Verbesserung der OpAmp Bandbreite}
Wie im vorherigen Kapitel beschrieben, ist eine höhere Bandbreite des OpAmp notwendig, Wie im vorherigen Kapitel beschrieben, ist eine höhere Bandbreite des OpAmp notwendig,
@ -778,9 +807,8 @@ Hierfür werden zwei Möglichkeiten erprobt:
\item[b)] \textbf{Eine Komposit-Schaltung von OpAmps:} \item[b)] \textbf{Eine Komposit-Schaltung von OpAmps:}
Anstelle einzelne Stufen hintereinander zu schalten ist es ebenso möglich, Anstelle einzelne Stufen hintereinander zu schalten ist es ebenso möglich,
mehrere OpAmps zu einem Gesamtverstärker mit insgesamt höherer Bandbreite zu verschalten.\todo{ mehrere OpAmps zu einem Gesamtverstärker mit insgesamt höherer Bandbreite zu verschalten
Find a citation for this? \cite[S.S. 332]{Horowitz:1981307}.
}
Vorteilhaft ist die insgesamt höhere Präzision, da der Feedback-Pfad des gesamten Vorteilhaft ist die insgesamt höhere Präzision, da der Feedback-Pfad des gesamten
Systems über alle OpAmps geschaltet ist. Systems über alle OpAmps geschaltet ist.
@ -914,7 +942,7 @@ und \ref{fig:opamp_vin_noise_cin} dargestellt.
\FloatBarrier \FloatBarrier
\begin{figure}[ht] \begin{figure}[hbt]
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_LTC_Rf_Sweep_Noise.png} \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_LTC_Rf_Sweep_Noise.png}
\caption[Rauschen in Abhängigkeit von $R_\mathrm{f}$]{ \caption[Rauschen in Abhängigkeit von $R_\mathrm{f}$]{
\label{fig:opamp_vin_noise_rf}Rauschen in Abhängigkeit von $R_\mathrm{f}$. \label{fig:opamp_vin_noise_rf}Rauschen in Abhängigkeit von $R_\mathrm{f}$.

4
TeX/Kapitel/Auslegung/Schaltungsdesign.tex
View file

@ -117,7 +117,7 @@ verringern. Aus dem gleichen Grund werden Kupferflächen reduziert und
als Muster anstatt als ausgefüllte Flächen ausgeführt. als Muster anstatt als ausgefüllte Flächen ausgeführt.
Um einen Ladungsaufbau zu verhindern, muss der Isolations-Lack Um einen Ladungsaufbau zu verhindern, muss der Isolations-Lack
der Platine um den Rückkoppelpfad entfernt werden, während Leckströme durch der Platine um den Rückkoppelpfad entfernt werden, während Leckströme durch
weitere Abschirmungspfade verringert werden. weitere Abschirmungspfade verringert werden \cite[S.S. 42]{DatasheetADA4530}.
Abbildung \ref{fig:tia_v1_pcb} zeigt das Design der Platine für den Teil Abbildung \ref{fig:tia_v1_pcb} zeigt das Design der Platine für den Teil
des TIVs selbst. Der Messeingang ist hierbei der runde Kreis des inneren des TIVs selbst. Der Messeingang ist hierbei der runde Kreis des inneren
@ -198,7 +198,7 @@ Komponentenreihen (E24), nicht trivial ist.
Die erstellte Filter-Stufe ist in Die erstellte Filter-Stufe ist in
Abbildung \ref{fig:filter_stage_design} dargestellt. Die berechnete Übertragungsfunktion Abbildung \ref{fig:filter_stage_design} dargestellt. Die berechnete Übertragungsfunktion
dieses Filters ist in Abbildung \ref{fig:filter_stage_bandwidth} aufgezeichnet. dieses Filters ist in Abbildung \ref{fig:filter_stage_bandwidth} aufgezeichnet.
Zu sehen ist eine glatte Übertragungsfunktion bis hin zum -3dB-Punkt bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$, Zu sehen ist eine glatte Übertragungsfunktion bis hin zum -3~dB-Punkt bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$,
nach welchem wie erhofft ein steiler Abfall von -80dB/Dekade vor liegt. nach welchem wie erhofft ein steiler Abfall von -80dB/Dekade vor liegt.
Somit werden Rauschanteile sowie andere Störsignale bereits ab $\SI{50}{\kilo\hertz}$ um einen Faktor Somit werden Rauschanteile sowie andere Störsignale bereits ab $\SI{50}{\kilo\hertz}$ um einen Faktor
von 20dB gedämpft. von 20dB gedämpft.

95
TeX/Kapitel/Grundlagen.tex
View file

@ -20,7 +20,7 @@ stellen zu können, sowie um später die Betriebsparameter dessen festlegen zu k
Im Folgenden soll auf die Relevanz und den Anwendungsbereich von Ionenmobilitätsspektrometern eingegangen werden, um dar zu legen dass die Technologie breite praktische Anwendungen findet. Ein IMS bietet im Vergleich zu anderen Gasanalyseverfahren wie z.B. einem Massenspektrometer folgende Vorteile \cite{Eiceman2013Oct}: Im Folgenden soll auf die Relevanz und den Anwendungsbereich von Ionenmobilitätsspektrometern eingegangen werden, um dar zu legen dass die Technologie breite praktische Anwendungen findet. Ein IMS bietet im Vergleich zu anderen Gasanalyseverfahren wie z.B. einem Massenspektrometer folgende Vorteile \cite{Eiceman2013Oct}:
\begin{itemize} \begin{itemize}
\item Kostengünstig. Ein IMS kann mitunter für wenige hundert Euro aufgebaut werden\cite{Reinecke2018Oct}, wodurch sie leichter in größeren Mengen aufgebaut werden können. \item Kostengünstig. Ein IMS kann mitunter für wenige hundert Euro aufgebaut werden \cite{Reinecke2018Oct}, wodurch sie leichter in größeren Mengen aufgebaut werden können.
\item Simpler, kompakter Aufbau. Ein IMS kann unter atmosphärischem Druck betrieben werden, und braucht somit kein Vakuum-Equipment. Hierdurch sind die Systeme wesentlich transportabler als z.B. Massenspektrometer. \item Simpler, kompakter Aufbau. Ein IMS kann unter atmosphärischem Druck betrieben werden, und braucht somit kein Vakuum-Equipment. Hierdurch sind die Systeme wesentlich transportabler als z.B. Massenspektrometer.
\item Schnelle Messungen. Messungen mit einem IMS können bis hinunter auf wenige zehntel von Sekunden dauern. Hierdurch lassen sich schnell wichtige Messwerte erfassen. \item Schnelle Messungen. Messungen mit einem IMS können bis hinunter auf wenige zehntel von Sekunden dauern. Hierdurch lassen sich schnell wichtige Messwerte erfassen.
\item Hohe Sensitivität. Ein IMS kann Stoffkonzentrationen im unteren ppb messen, wodurch auch kleinste Mengen eines Stoffes sicher bestimmt werden können. \item Hohe Sensitivität. Ein IMS kann Stoffkonzentrationen im unteren ppb messen, wodurch auch kleinste Mengen eines Stoffes sicher bestimmt werden können.
@ -42,7 +42,7 @@ Der Author Eiceman beschreibt im Buch ``Ion Mobility Spectrometry'' die Ionenmob
``Der Term Ionen Mobilitäts Spektrometrie (IMS) beschreibt die Prinzipien, Methoden und Instrumente zur Charakterisierung von Substanzen anhand der Geschwindigkeit von Gruppen (definiert als Gruppen von gasförmigen Ionen) entnommen von einer Substanz, in einem elektrischen Feld und einem Driftgas.'' \cite[S.S. 1]{Eiceman2013Oct} ``Der Term Ionen Mobilitäts Spektrometrie (IMS) beschreibt die Prinzipien, Methoden und Instrumente zur Charakterisierung von Substanzen anhand der Geschwindigkeit von Gruppen (definiert als Gruppen von gasförmigen Ionen) entnommen von einer Substanz, in einem elektrischen Feld und einem Driftgas.'' \cite[S.S. 1]{Eiceman2013Oct}
\end{quote} \end{quote}
Ein IMS-System analysiert somit Gase, in dem eine Gasprobe ionisiert wird, und mithilfe verschiedener Methodiken in diskrete Gruppen aufgespalten wird. Der Ablauf dieses Vorganges ist grundsätzlich wie folgt \cite[Seite 4]{Eiceman2013Oct}: Ein IMS-System analysiert somit Gase, in dem eine Gasprobe ionisiert wird, und mithilfe verschiedener Methodiken in diskrete Gruppen aufgespalten wird. Der Ablauf dieses Vorganges ist grundsätzlich wie folgt \cite[S.S. 4]{Eiceman2013Oct}:
Ein IMS-System analysiert somit Gase, indem eine Gasprobe ionisiert Ein IMS-System analysiert somit Gase, indem eine Gasprobe ionisiert
wird und mithilfe eines Trägergases und eines elektrischen Feldes wird und mithilfe eines Trägergases und eines elektrischen Feldes
in diskrete Gruppen aufgespalten wird. Der Ablauf dieses Vorganges in diskrete Gruppen aufgespalten wird. Der Ablauf dieses Vorganges
@ -110,25 +110,23 @@ bei der Auslegung der Schaltung beachtet werden müssen.
\paragraph*{Leckströme:} Diese treten bei fast allen Schaltungsaufbauten auf. \paragraph*{Leckströme:} Diese treten bei fast allen Schaltungsaufbauten auf.
Sie entstehen durch die hohen aber endlichen Oberflächenwiderstände der Bauteile Sie entstehen durch die hohen aber endlichen Oberflächenwiderstände der Bauteile
und des PCBs sowie durch durch Verunreinigungen. Diese erlauben und des PCBs sowie durch durch Verunreinigungen \cite{AltiumLeakages}. Diese erlauben
es kleinen Leckströmen zwischen Zweigen der Schaltung zu fließen, es kleinen Leckströmen zwischen Zweigen der Schaltung zu fließen,
und können bei Zweigen mit hoher Impedanz störend wirken. und können bei Zweigen mit hoher Impedanz störend wirken
\cite[S.S. 33-34]{DatasheetADA4530}.
Abbildung \ref{fig:example_leakages} zeigt beispielhaft einige der Leckströme auf Abbildung \ref{fig:example_leakages} zeigt beispielhaft einige der Leckströme auf
einer Platine. \todo{Find a citation for this} einer Platine.
\begin{figure}[hb] \begin{figure}[hb]
\centering \centering
\includegraphics[scale=0.25]{grundlagen/Examples_Leakages.drawio.png} \includegraphics[scale=0.18]{grundlagen/Examples_Leakages.drawio.png}
\caption[Schematische Darstellung der Leckströme eines PCBs]{\label{fig:example_leakages} \caption[Schematische Darstellung der Leckströme eines PCBs]{\label{fig:example_leakages}
Schematische Darstellung eines PCBs mit Anschlüssen zu Bauteilen (goldene Pads) Schematische Darstellung eines PCBs mit Anschlüssen zu Bauteilen
und Leiterbahnen (dunkelgrün) mit verschiedenen Leckstrompfaden entlang der Oberfläche und Leiterbahnen, mit verschiedenen Leckstrompfaden entlang der Oberfläche.
(schraffiert dargestellt).
Leckströme fließen überwiegend zwischen freigelegten Kupferflächen, Leckströme fließen überwiegend zwischen freigelegten Kupferflächen,
können zudem auch durch Oberflächenladungen in einem Isolator wie dem PCB-Lötstopplack entstehen. können zudem auch durch Oberflächenladungen in einem Isolator wie dem PCB-Lötstopplack entstehen.
Eigene Darstellung nach ???.} Eigene Darstellung nach \cite{AltiumLeakages}.}
\end{figure} \end{figure}
\todo{Add labelling here, I guess?}
\todo{Find a citation}
\paragraph*{Parasitäre Kapazitäten:} \paragraph*{Parasitäre Kapazitäten:}
\label{chap:basics_parasitics_capacitances} \label{chap:basics_parasitics_capacitances}
@ -136,7 +134,8 @@ Diese entstehen ebenfalls durch den physikalischen
Aufbau der Schaltung. Die Nähe von Leitungen oder Kontakten zueinander, Aufbau der Schaltung. Die Nähe von Leitungen oder Kontakten zueinander,
oder zu einer Kupferebene wie z.B. der Erdungsebene, erstellt eine leichte oder zu einer Kupferebene wie z.B. der Erdungsebene, erstellt eine leichte
kapazitive Kopplung hierzwischen. Dieser Effekt verursacht Kapazitäten kapazitive Kopplung hierzwischen. Dieser Effekt verursacht Kapazitäten
im Bereich von einigen $\SI{}{\pico\farad}$. im Bereich von einigen $\SI{}{\femto\farad}$, bei größeren Komponenten
sogar im Bereich von $\SI{}{\pico\farad}$.
Abbildung \ref{fig:example_parasitic_c} zeigt einige dieser Kapazitäten auf. Abbildung \ref{fig:example_parasitic_c} zeigt einige dieser Kapazitäten auf.
\begin{figure}[h] \begin{figure}[h]
@ -146,25 +145,28 @@ Abbildung \ref{fig:example_parasitic_c} zeigt einige dieser Kapazitäten auf.
Schematische Darstellung einer Schnittfläche eines PCBs mit Leitungen und einem Bauteil, Schematische Darstellung einer Schnittfläche eines PCBs mit Leitungen und einem Bauteil,
mit einigen parasitären Kapazitäten eingezeichnet. mit einigen parasitären Kapazitäten eingezeichnet.
Diese Kapazitäten entstehen sowohl zwischen zwei Leitungen, Leitungen und Erdflächen, sowie den Anschlüssen eines Bauteiles. Diese Kapazitäten entstehen sowohl zwischen zwei Leitungen, Leitungen und Erdflächen, sowie den Anschlüssen eines Bauteiles.
Eigene Darstellung nach.} Eigene Darstellung nach \cite{SierraReduceCapacitances} und \cite{AltiumReduceCapacitance}.}
\end{figure} \end{figure}
\todo{find citation}
Wichtig ist dieser Effekt in Kombination mit hochohmigen Eingängen und Widerständen. So wird z.B. die Impedanz eines $\SI{100}{\mega\ohm}$ Widerstandes Wichtig ist dieser Effekt in Kombination mit hochohmigen Eingängen und Widerständen.
bereits ab wenigen zehn Kilohertz maßgeblich durch die eigene parasitäre Kapazität beeinflusst. So wird z.B. die Impedanz eines $\SI{100}{\mega\ohm}$ Widerstandes
bereits ab wenigen zehn Kilohertz maßgeblich durch die eigene parasitäre Kapazität beeinflusst
\cite{Yang:21}\cite{JBellemann22}\cite{VishayRFreq}\cite[S.S. 39]{DatasheetADA4530}.
Die Parallelkapazität ist stark von der Bauform des Widerstandes abhängig, Die Parallelkapazität ist stark von der Bauform des Widerstandes abhängig,
und liegt bei der Standardbaugröße ``1206'' im Bereich von ca. $\SI{30}{\femto\farad}$. und liegt bei der Standardbaugröße ``1206'' im Bereich von ca. $\SI{50}{\femto\farad}$ \cite{JBellemann22}.
So wird sich bei dem $\SI{100}{\mega\ohm}$ Widerstand ein RC-Pass-Filter mit einer Grenzfrequenz von $\SI{53.05}{\kilo\hertz}$ ausbilden. So wird sich bei dem $\SI{100}{\mega\ohm}$ Widerstand ein RC-Pass-Filter mit einer Grenzfrequenz von $\SI{53.05}{\kilo\hertz}$ ausbilden.
Abbildung \ref{fig:example_r_cp} zeigt einige in einer Simulation berechneten Verläufe verschiedener Abbildung \ref{fig:example_r_cp} zeigt einige in einer Simulation berechneten Verläufe verschiedener
Widerstandsimpedanzen Widerstandsimpedanzen
über die Frequenz, und wie diese durch die parasitäre Kapazität einbrechen. über die Frequenz, und wie diese durch die parasitäre Kapazität einbrechen.
\begin{figure} \FloatBarrier
\begin{figure}[ht]
\centering \centering
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Examples_R_Cp_RSweep.png} \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Examples_R_Cp_RSweep.png}
\caption[Impedanzverläufe verschiedener Widerstandswerte]{\label{fig:example_r_cp} \caption[Impedanzverläufe verschiedener Widerstandswerte]{\label{fig:example_r_cp}
Impedanzverläufe verschiedener Widerstandswerte bei gleicher parasitärer Kapazität $C_p = \SI{30}{\femto\farad}$, Impedanzverläufe verschiedener Widerstandswerte bei gleicher parasitärer Kapazität $C_p = \SI{50}{\femto\farad}$,
dem typischen Wert für die ``1206''-Bauform. dem typischen Wert für die ``1206''-Bauform \cite{JBellemann22}.
} }
\end{figure} \end{figure}
@ -172,23 +174,29 @@ Widerstandsimpedanzen
Johnson-Nyquist-Rauschen, betrifft resistive Komponenten. Johnson-Nyquist-Rauschen, betrifft resistive Komponenten.
Es wird verursacht durch die thermische Bewegung von Ladungsträgern Es wird verursacht durch die thermische Bewegung von Ladungsträgern
und bildet ein weißes Rauschen aus. und bildet ein weißes Rauschen aus.
Der Effektivwert des Rauschen lässt sich über die folgende Formel berechnen: Der Effektivwert des Rauschen lässt sich über die folgende Formel berechnen \cite[S.S. 474]{Horowitz:1981307}:
\begin{equation} \begin{equation}
U_{\mathrm{n,rms}} = \sqrt{4k_BTR\Delta f}\label{eqn:thermal_voltage_noise} U_{\mathrm{n,rms}} = \sqrt{4k_BTR\Delta f}\label{eqn:thermal_voltage_noise}
\end{equation} \end{equation}
Hierbei ist $U_{\mathrm{n,rms}}$ der RMS-Wert des Rauschens, $k_B$ die Boltzmann-Konstante, $T$ die Temperatur, $R$ der Widerstand des betrachteten Bauteils und $\Delta f$ die Bandbreite, über welche gemessen wird. Abbildung \ref{fig:example_r_noise} zeigt den schematischen Aufbau eines rauschenden Widerstandes. \todo{Insert citation} Hierbei ist $U_{\mathrm{n,rms}}$ der RMS-Wert des Rauschens,
$k_B$ die Boltzmann-Konstante,
$T$ die Temperatur, $R$ der Widerstand des
betrachteten Bauteils und $\Delta f$ die Bandbreite,
über welche gemessen wird.
Abbildung \ref{fig:example_r_noise} zeigt den
schematischen Aufbau eines rauschenden Widerstandes.
\begin{figure}[hb] \begin{figure}[ht]
\centering \centering
\includegraphics[scale=0.15]{grundlagen/Schematic_Resistor.drawio.png} \includegraphics[scale=0.15]{grundlagen/Schematic_Resistor.drawio.png}
\caption[Ersatzschaltbild für die Modellierung eines \caption[Ersatzschaltbild für die Modellierung eines
rauschenden, hochohmigen Widerstandes]{ rauschenden, hochohmigen Widerstandes]{
\label{fig:example_r_noise}Ersatzschaltbild für die Modellierung eines \label{fig:example_r_noise}Ersatzschaltbild für die Modellierung eines
rauschenden, hochohmigen Widerstandes nach \cite{WikipediaResistors2024May}. rauschenden, hochohmigen Widerstandes nach \cite[S.S. 474].
Durch die niedrigen Frequenzen und hohen Impendanzen kann die parasitäre Induktivität des Widerstandes Durch die niedrigen Frequenzen und hohen Impendanzen kann die parasitäre Induktivität des Widerstandes
in diesem Anwendungsfall ausgelassen werden.} in diesem Anwendungsfall vernachlässigt werden.}
\end{figure} \end{figure}
\cleardoublepage \cleardoublepage
@ -206,10 +214,7 @@ Die Spannung am Ausgang ergibt sich idealerweise durch folgende Formel:
\begin{equation} \begin{equation}
U_{\mathrm{out}} = A_\mathrm{ol} * \left(V_+ - V_-\right) U_{\mathrm{out}} = A_\mathrm{ol} * \left(V_+ - V_-\right)
\end{equation} \end{equation}
Hierbei ist $A_{\mathrm{ol}}$ der sog. Open-Loop-Gain bzw. die offene Verstärkung. Für einen idealen OpAmp kann dieser Wert als quasi unendlich angenommen werden.
Hierbei ist $A_{\mathrm{ol}}$ der sog. Open-Loop-Gain bzw. die offene Verstärkung. Für einen idealen OpAmp kann dieser Wert als quasi unendlich angenommen werden. Mithilfe eines Rückkoppelpfades wird das Ausgangssignal meist an den negativen Eingang zurück geführt.
Der OpAmp wird somit den Ausgang so treiben, dass es keine Differenzspannung zwischen den Eingangssignalen gibt.
Mit korrekter Auswahl der Rückkopplung können quasi-beliebige Übertragungsfunktionen eingestellt werden. Abbildung \ref{fig:example_opamp_amplifier} zeigt einen simplen Verstärker-Schaltkreis, welcher das Eingangssignal um den Faktor 10 skaliert.
\begin{figure}[ht] \begin{figure}[ht]
\centering \centering
@ -217,6 +222,7 @@ Mit korrekter Auswahl der Rückkopplung können quasi-beliebige Übertragungsfun
\caption{\label{fig:example_opamp}Schematisches Symbol eines idealen OpAmps, eigene Darstellung.} \caption{\label{fig:example_opamp}Schematisches Symbol eines idealen OpAmps, eigene Darstellung.}
\end{figure} \end{figure}
Mithilfe eines Rückkoppelpfades wird das Ausgangssignal meist an den negativen Eingang Mithilfe eines Rückkoppelpfades wird das Ausgangssignal meist an den negativen Eingang
zurück geführt. Der OpAmp wird somit den Ausgang so treiben, dass es keine Differenzspannung zurück geführt. Der OpAmp wird somit den Ausgang so treiben, dass es keine Differenzspannung
zwischen den Eingangssignalen gibt. Mit korrekter Auswahl der Rückkopplung können zwischen den Eingangssignalen gibt. Mit korrekter Auswahl der Rückkopplung können
@ -230,7 +236,6 @@ Verstärker-Schaltkreis, welcher das Eingangssignal um den Faktor 10 skaliert.
\caption{\label{fig:example_opamp_amplifier}Beispielhafte Verstärkerschaltung mit einem OpAmp, \caption{\label{fig:example_opamp_amplifier}Beispielhafte Verstärkerschaltung mit einem OpAmp,
eigene Darstellung, nach \cite{Cox2002}.} eigene Darstellung, nach \cite{Cox2002}.}
\end{figure} \end{figure}
\todo{Check Jonas' corrections for these graphics}
\FloatBarrier \FloatBarrier
@ -242,7 +247,11 @@ Diese sind wie folgt:
\paragraph*{Eingangs-Leckströme:} Ein idealier OpAmp besitzt Eingänge, \paragraph*{Eingangs-Leckströme:} Ein idealier OpAmp besitzt Eingänge,
durch welche kein Strom fließen kann, um das Eingangssignal möglichst wenig zu stören. durch welche kein Strom fließen kann, um das Eingangssignal möglichst wenig zu stören.
Reale OpAmps haben jedoch messbare Eingangsströme. Je nach OpAmp-Typ befinden sich diese im Bereich von $\SI{1}{\micro\ampere}$ bis hin zu $\SI{1}{\femto\ampere}$. Diese Leckströme können in der Anwedung als TIV den gemessenen Strom stark verzerren, und beeinflussen somit negativ das Messergebnis \cite{analogINBIAS2008}. Reale OpAmps haben jedoch messbare Eingangsströme.
Je nach OpAmp-Typ befinden sich diese im Bereich von
$\SI{1}{\femto\ampere}$ bis hin zu $\SI{1}{\micro\ampere}$.
Diese Leckströme können in der Anwedung als TIV den gemessenen Strom stark verzerren,
und beeinflussen somit negativ das Messergebnis \cite[S.S. 302]{Horowitz:1981307}\cite{analogINBIAS2008}.
\paragraph*{Parasitäre Kapazitäten:} Ein OpAmp hat, bedingt durch die physikalische Auslegung des Bauteils, \paragraph*{Parasitäre Kapazitäten:} Ein OpAmp hat, bedingt durch die physikalische Auslegung des Bauteils,
verschiedene ungewollte Kapazitäten sowohl gegen Masse, als auch zwischen den Kanälen selbst. verschiedene ungewollte Kapazitäten sowohl gegen Masse, als auch zwischen den Kanälen selbst.
@ -251,7 +260,7 @@ Diese sind wie folgt:
\paragraph*{Endliche Geschwindigkeit:} \paragraph*{Endliche Geschwindigkeit:}
Ein realer OpAmp kann auf Signaländerungen nur in endlicher Zeit reagieren. Ein realer OpAmp kann auf Signaländerungen nur in endlicher Zeit reagieren.
Hierdurch ergibt sich eine Grenze der Bandbreite in Relation zur Verstärkung. Hierdurch ergibt sich eine Grenze der Bandbreite in Relation zur Verstärkung.
Dies wird als Produkt aus Verstärkung und Bandbreite angegeben \cite{Cox2002}. Dies wird als Produkt aus Verstärkung und Bandbreite angegeben \cite[S.S. 247]{Horowitz:1981307}\cite{Cox2002}.
Im folgenden wird dies als GBWP, aus dem Englischen ``Gain-Bandwidth-Product'', bezeichnet. Im folgenden wird dies als GBWP, aus dem Englischen ``Gain-Bandwidth-Product'', bezeichnet.
Dies kann ebenfalls die Übertragungsfunktion beeinflussen, Dies kann ebenfalls die Übertragungsfunktion beeinflussen,
da ein zu niedriges GBWP die Übertragungsfunktion instabil werden lässt. da ein zu niedriges GBWP die Übertragungsfunktion instabil werden lässt.
@ -268,22 +277,21 @@ Diese sind wie folgt:
Zudem ensteht eine Instabilität, welche den Schaltkreis zum oszillieren bringen kann.} Zudem ensteht eine Instabilität, welche den Schaltkreis zum oszillieren bringen kann.}
\end{figure} \end{figure}
\FloatBarrier
\paragraph*{Endliche Verstärkung:} Ein realer OpAmp kann ein Signal nur um einen \paragraph*{Endliche Verstärkung:} Ein realer OpAmp kann ein Signal nur um einen
gewissen, endlichen Faktor verstärken. Dieser Faktor wird als ``offene'' gewissen, endlichen Faktor verstärken. Dieser Faktor wird als ``offene''
Verstärkung bezeichnet, da er ohne Rückkopplung gemessen wird. Verstärkung bezeichnet, da er ohne Rückkopplung gemessen wird.
Diese Begrenzung führt zu einer Limitierung der absoluten Diese Begrenzung führt zu einer Limitierung der absoluten
Verstärkung einer OpAmp-Stufe. Zusammen mit einer Eingangskapazität bildet Verstärkung einer OpAmp-Stufe \cite[S.S. 249]{Horowitz:1981307}.
Zusammen mit einer Eingangskapazität bildet
sich im Falle eines TIVs hieraus ebenfalls eine Grenze der Bandbreite, da die Eingangskapazität sich im Falle eines TIVs hieraus ebenfalls eine Grenze der Bandbreite, da die Eingangskapazität
den Anstieg der Eingangsspannung, und durch die endliche Verstärkung auch den den Anstieg der Eingangsspannung, und durch die endliche Verstärkung auch den
Anstieg der Ausgangsspannung, begrenzt. Anstieg der Ausgangsspannung, begrenzt \cite[S.S.541]{Horowitz:1981307}.
Dieser Effekt ist in Abbildung \ref{fig:opamp_aol_sweep} dargestellt, Dieser Effekt ist in Abbildung \ref{fig:opamp_aol_sweep} dargestellt,
welche einen klaren Einbruch der Bandbreite bei zu geringer offener Verstärkung zeigt. welche einen klaren Einbruch der Bandbreite bei zu geringer offener Verstärkung zeigt.
\label{chap:opamp_aol_limit_explained} \label{chap:opamp_aol_limit_explained}
\begin{figure}[H] \begin{figure}[ht]
\centering \centering
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Aol_Sweep.png} \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Aol_Sweep.png}
\caption[Einfluss der offenen Verstärkung auf einen TIV]{\label{fig:opamp_aol_sweep} \caption[Einfluss der offenen Verstärkung auf einen TIV]{\label{fig:opamp_aol_sweep}
@ -311,12 +319,14 @@ Diese sind wie folgt:
\caption[Schematisches Ersatzschaltbild der Rauschquellen eines OpAmp]{\label{fig:example_opamp_noise}Schematisches, \caption[Schematisches Ersatzschaltbild der Rauschquellen eines OpAmp]{\label{fig:example_opamp_noise}Schematisches,
vereinfachtes Ersatzschaltbild der zusammengefassten Rauschquellen eines OpAmp nach \cite{tiNoise2007}. vereinfachtes Ersatzschaltbild der zusammengefassten Rauschquellen eines OpAmp nach \cite{tiNoise2007}.
Hierbei sind die Rauschquellen eingangsbezogen dargestellt.} Hierbei sind die Rauschquellen eingangsbezogen dargestellt.}
\end{figure}\todo{Gotta edit this for the correct connectors too :P} \end{figure}
\begin{figure}[ht] \begin{figure}[ht]
\centering \centering
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_noise_example.png} \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_noise_example.png}
\caption{\label{fig:example_opamp_noise_plot}Darstellung des Rauschens eines beispielhaft gewählten OpAmps. \caption[
Darstellung des Rauschens eines beispielhaft gewählten OpAmps
]{\label{fig:example_opamp_noise_plot}Darstellung des Rauschens eines beispielhaft gewählten OpAmps.
Deutlich zu erkennen ist das Spannungsrauschen in den unteren Frequenzen, welches bis ca. Deutlich zu erkennen ist das Spannungsrauschen in den unteren Frequenzen, welches bis ca.
$\SI{1}{\kilo\hertz}$ dominiert, sowie das Stromrauschen in den oberen Frequenzen, welches ab $\SI{1}{\kilo\hertz}$ dominiert, sowie das Stromrauschen in den oberen Frequenzen, welches ab
$\SI{100}{\kilo\hertz}$ stark ansteigt.} $\SI{100}{\kilo\hertz}$ stark ansteigt.}
@ -328,7 +338,9 @@ Diese sind wie folgt:
\todo[inline]{Add more sources} \todo[inline]{Add more sources}
\label{chap:basics_tia} \label{chap:basics_tia}
Im Folgenden wird auf den grundlegenden Aufbau und die Funktionalität eines TIVs eingegangen. Im Folgenden wird auf den grundlegenden Aufbau
und die Funktionalität eines TIVs eingegangen,
basierend auf \cite[S.S. 233]{Horowitz:1981307}.
Ein TIV ist eine variante einer OpAmp-Verschaltung, dessen Aufgabe es ist, einen Strom in eine Spannung um zu wandeln. Ein TIV ist eine variante einer OpAmp-Verschaltung, dessen Aufgabe es ist, einen Strom in eine Spannung um zu wandeln.
Somit wird die Verstärkung der Schaltung in $\Omega$ angegeben. Die grundlegende Schaltung ist hierbei in Abbildung \ref{fig:example_tia_circuit} aufgeführt. Somit wird die Verstärkung der Schaltung in $\Omega$ angegeben. Die grundlegende Schaltung ist hierbei in Abbildung \ref{fig:example_tia_circuit} aufgeführt.
@ -341,7 +353,6 @@ Somit wird die Verstärkung der Schaltung in $\Omega$ angegeben. Die grundlegend
\label{fig:example_tia_circuit}Grundlegender Schaltkreis eines Transimpedanzverstärkers, \label{fig:example_tia_circuit}Grundlegender Schaltkreis eines Transimpedanzverstärkers,
eigene Darstellung nach \cite{Reinecke2018Oct}.} eigene Darstellung nach \cite{Reinecke2018Oct}.}
\end{figure} \end{figure}
\todo{Find a citation for this?}
Die Funktionsweise ist wie folgt: Die Funktionsweise ist wie folgt:
\begin{itemize} \begin{itemize}

16
TeX/Kapitel/RevisionV11.tex
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@ -241,16 +241,16 @@ stärkere Abfall der Verstärkung sogar vorteilhaft.
Eine Vermutung der Ursache dieser Resonanz ist der kaskadierte Aufbau des Verstärkers selbst, Eine Vermutung der Ursache dieser Resonanz ist der kaskadierte Aufbau des Verstärkers selbst,
wobei das GBWP der ersten oder zweiten Stufe zu einer leichten Überhöhung der Bandbreite wobei das GBWP der ersten oder zweiten Stufe zu einer leichten Überhöhung der Bandbreite
führen kann. führen kann.
Aus der Messung der Übertragungsfunktionen können nun die -3dB-Punkte der Platinen Aus der Messung der Übertragungsfunktionen können nun die -3~dB-Punkte der Platinen
entnommen werden. Diese sind in Tabelle \ref{table:v11_bandwidths} dargestellt. entnommen werden. Diese sind in Tabelle \ref{table:v11_bandwidths} dargestellt.
\begin{table}[hb] \begin{table}[hb]
\centering \centering
\caption{\label{table:v11_bandwidths}-3dB-Frequenzen des ungefilterten \caption{\label{table:v11_bandwidths}-3~dB-Frequenzen des ungefilterten
TIV-Ausgangs der Revision} TIV-Ausgangs der Revision}
\begin{tabular}{ |r|r|r| } \begin{tabular}{ |r|r|r| }
\hline \hline
Widerstand & -3dB Punk \\ Widerstand & -3~dB Punk \\
\hline \hline
$\SI{20}{\mega\ohm}$ & $\SI{97.556}{\kilo\hertz}$ \\ $\SI{20}{\mega\ohm}$ & $\SI{97.556}{\kilo\hertz}$ \\
$\SI{47}{\mega\ohm}$ & $\SI{54.747}{\kilo\hertz}$ \\ $\SI{47}{\mega\ohm}$ & $\SI{54.747}{\kilo\hertz}$ \\
@ -270,7 +270,7 @@ und ist erneut im Falle der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante von Vorteil.
Abbildung \ref{fig:v11_comparison_bandwidth} zeigt einen direkten Vergleich der Abbildung \ref{fig:v11_comparison_bandwidth} zeigt einen direkten Vergleich der
Bandbreiten der TIV-Stufen der vorherigen und neuen Revison für Bandbreiten der TIV-Stufen der vorherigen und neuen Revison für
die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante. Der steilere Abfall sowie die die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante. Der steilere Abfall sowie die
leicht höhere -3dB-Frequenz der Revision leicht höhere -3~dB-Frequenz der Revision
ist hierbei deutlich zu erkennen. ist hierbei deutlich zu erkennen.
\begin{figure}[ht] \begin{figure}[ht]
@ -390,6 +390,8 @@ Zwar ist das Rauschen im Vergleich zur ursprünglichen Version geringfügig erh
bieten alle Versionen der Schaltung mit Ausnahme des $\SI{20}{\mega\ohm}$ TIVs bieten alle Versionen der Schaltung mit Ausnahme des $\SI{20}{\mega\ohm}$ TIVs
ein akzeptabel geringes Rauschen. ein akzeptabel geringes Rauschen.
\FloatBarrier
\subsection{Konsistenz des Schaltkreises} \subsection{Konsistenz des Schaltkreises}
In diesem Abschnitt wird darauf eingegangen, wie wiederholbar In diesem Abschnitt wird darauf eingegangen, wie wiederholbar
@ -423,6 +425,8 @@ Das Verhalten der TIVs scheint somit eine gute Konsistenz aufzuweisen.
Es ist somit nicht notwendig, die Platinen nach der Anfertigung noch weiter Es ist somit nicht notwendig, die Platinen nach der Anfertigung noch weiter
abzustimmen. abzustimmen.
\FloatBarrier
\subsection{Einfluss der Kaskadenschaltung} \subsection{Einfluss der Kaskadenschaltung}
In diesem Abschnitt wird die Kaskadenschaltung der zwei ADA4817 genauer In diesem Abschnitt wird die Kaskadenschaltung der zwei ADA4817 genauer
@ -480,7 +484,7 @@ in der zweiten Stufe von Vorteil.
\FloatBarrier \FloatBarrier
\subsubsection{Verstärkungsverteilung} \subsubsection{Einfluss der Verstärkungsverteilung}
In diesem Kapitel soll nun untersucht werden, welche Verteilung In diesem Kapitel soll nun untersucht werden, welche Verteilung
der Verstärkungen zwischen erster und zweiter Stufe am besten ist. der Verstärkungen zwischen erster und zweiter Stufe am besten ist.
@ -519,7 +523,7 @@ und nicht durch das GBWP oder die Rückkoppelwiderstände. Dies ist von Vorteil,
hierdurch die Bandbreite der Schaltung durch Umverteilung der Verstärkung beliebig einstellen hierdurch die Bandbreite der Schaltung durch Umverteilung der Verstärkung beliebig einstellen
lässt, ohne hierbei die Stabilität des Schaltkreises zu gefährden. lässt, ohne hierbei die Stabilität des Schaltkreises zu gefährden.
Generell ist nur die Einhaltung der Zielparameter von -3dB bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$ Generell ist nur die Einhaltung der Zielparameter von -3~dB bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$
wichtig. Höhere Bandbreiten werden durch die Filterstufe entfernt. wichtig. Höhere Bandbreiten werden durch die Filterstufe entfernt.

23
TeX/Kapitel/Vermessung.tex
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@ -147,14 +147,14 @@ aus Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations}, da sich vermutlich nicht alle
parasitären Eigenschaften akkurat modellieren ließen. Dennoch ist eine klare parasitären Eigenschaften akkurat modellieren ließen. Dennoch ist eine klare
Verbindung zwischen Widerstandsgröße und Bandbreite erkennbar. Verbindung zwischen Widerstandsgröße und Bandbreite erkennbar.
Die gemessenen Die gemessenen
-3dB Grenzfrequenzen sind in Tabelle \ref{table:v10_bandwidths} aufgelistet. -3~dB Grenzfrequenzen sind in Tabelle \ref{table:v10_bandwidths} aufgelistet.
\begin{table}[H] \begin{table}[H]
\centering \centering
\caption{\label{table:v10_bandwidths}-3dB-Frequenzen des ungefilterten TIV-Ausgangs} \caption{\label{table:v10_bandwidths}-3~dB-Frequenzen des ungefilterten TIV-Ausgangs}
\begin{tabular}{ |r|r|r| } \begin{tabular}{ |r|r|r| }
\hline \hline
Widerstand & -3dB Punk \\ Widerstand & -3~dB Punk \\
\hline \hline
$\SI{20}{\mega\ohm}$ & $\SI{58.484}{\kilo\hertz}$ \\ $\SI{20}{\mega\ohm}$ & $\SI{58.484}{\kilo\hertz}$ \\
$\SI{47}{\mega\ohm}$ & $\SI{49.355}{\kilo\hertz}$ \\ $\SI{47}{\mega\ohm}$ & $\SI{49.355}{\kilo\hertz}$ \\
@ -187,7 +187,7 @@ dargestellt.
Die Auslegung der Filterstufe soll erst ab der Grenzfrequenz Die Auslegung der Filterstufe soll erst ab der Grenzfrequenz
von $\SI{30}{\kilo\hertz}$ einen Abfall von -40dB/Dekate einbringen, von $\SI{30}{\kilo\hertz}$ einen Abfall von -40dB/Dekate einbringen,
wobei Frequenzen unterhalb der Grenzfrequenz nicht beeinflusst werden sollten. wobei Frequenzen unterhalb der Grenzfrequenz nicht beeinflusst werden sollten.
Dieses Verhalten ist auch deutlich in der Messung zu erkennen. Die -3dB-Frequenzen Dieses Verhalten ist auch deutlich in der Messung zu erkennen. Die -3~dB-Frequenzen
der gefilterten Ausgänge sind in Tabelle \ref{table:v10_bandwidth_filters} aufgelistet. der gefilterten Ausgänge sind in Tabelle \ref{table:v10_bandwidth_filters} aufgelistet.
Wie bereits theorisiert, ist die Bandbreite der $\SI{120}{\mega\ohm}$-Variante zu gering Wie bereits theorisiert, ist die Bandbreite der $\SI{120}{\mega\ohm}$-Variante zu gering
für die vollen $\SI{30}{\kilo\hertz}$. Die anderen beiden Varianten besitzen für die vollen $\SI{30}{\kilo\hertz}$. Die anderen beiden Varianten besitzen
@ -195,10 +195,10 @@ genug Bandbreite.
\begin{table}[H] \begin{table}[H]
\centering \centering
\caption{\label{table:v10_bandwidth_filters}-3dB-Frequenzen der gefilterten Ausgänge des TIVs} \caption{\label{table:v10_bandwidth_filters}-3~dB-Frequenzen der gefilterten Ausgänge des TIVs}
\begin{tabular}{ |r|r|r| } \begin{tabular}{ |r|r|r| }
\hline \hline
Widerstand & -3dB Punk \\ Widerstand & -3~dB Punk \\
\hline \hline
$\SI{20}{\mega\ohm}$ & $\SI{30.220}{\kilo\hertz}$ \\ $\SI{20}{\mega\ohm}$ & $\SI{30.220}{\kilo\hertz}$ \\
$\SI{47}{\mega\ohm}$ & $\SI{30.199}{\kilo\hertz}$ \\ $\SI{47}{\mega\ohm}$ & $\SI{30.199}{\kilo\hertz}$ \\
@ -267,7 +267,7 @@ Hieraus kann geschlossen werden, dass die Abschirmungen einen merklichen und wic
die Stabilität des Frequenzganges haben. Die korrekte Abstimmung der Abschirmung ist somit die Stabilität des Frequenzganges haben. Die korrekte Abstimmung der Abschirmung ist somit
notwendig für die Funktionalität des TIVs. notwendig für die Funktionalität des TIVs.
\clearpage \FloatBarrier
\subsubsection{Messung ohne Abschirmung} \subsubsection{Messung ohne Abschirmung}
@ -283,7 +283,7 @@ nie korrekt übertragen wird. Die Messung dieses instabilen
Ausgangssignals ist in Abbildung \ref{fig:v10_unshielded_waveform} Ausgangssignals ist in Abbildung \ref{fig:v10_unshielded_waveform}
dargestellt. dargestellt.
\begin{figure}[hb] \begin{figure}[ht]
\centering \centering
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/unshielded_47M.png} \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/unshielded_47M.png}
\caption[Ausgangsspannung des TIV-Schaltkreises ohne Abschirmung]{\label{fig:v10_unshielded_waveform} \caption[Ausgangsspannung des TIV-Schaltkreises ohne Abschirmung]{\label{fig:v10_unshielded_waveform}
@ -302,7 +302,7 @@ Die Instabilität bei keiner Abschirmung ist somit erwartet und weißt zusätzli
dass die bestehende Abschirmungsgeometrie ausreichend ist um diese Instabilität zu vermeiden. dass die bestehende Abschirmungsgeometrie ausreichend ist um diese Instabilität zu vermeiden.
Eine Operation gänzlich ohne Abschirmungselektroden ist nicht möglich. Eine Operation gänzlich ohne Abschirmungselektroden ist nicht möglich.
\clearpage \FloatBarrier
\subsection{Rauschen} \subsection{Rauschen}
\label{chap:v10_measurement_noise} \label{chap:v10_measurement_noise}
@ -369,7 +369,7 @@ Filterung gemessen, und ist in Tabelle \ref{table:v10_noise_table} aufgelistet.
Das niedrigere Rauschniveau der Varianten mit größeren Das niedrigere Rauschniveau der Varianten mit größeren
Widerständen, sowie die Effektivität der Filterung des Ausganges, sind deutlich zu erkennen. Widerständen, sowie die Effektivität der Filterung des Ausganges, sind deutlich zu erkennen.
\begin{table}[hb] \begin{table}[htb]
\centering \centering
\caption{\label{table:v10_noise_table}AC-RMS-Spannungen des Rauschens der Platinen} \caption{\label{table:v10_noise_table}AC-RMS-Spannungen des Rauschens der Platinen}
\begin{tabular}{ |r|r|r|r| } \begin{tabular}{ |r|r|r|r| }
@ -390,7 +390,6 @@ für die Messungen, mit einem breit verteiltem Rauschen ohne spezifische Töne u
einem niedrigen Rauschlevel. einem niedrigen Rauschlevel.
\FloatBarrier \FloatBarrier
\newpage
\subsection{Stabilität am IMS} \subsection{Stabilität am IMS}
\label{chap:v10_instability} \label{chap:v10_instability}
@ -413,7 +412,7 @@ Signals ausgegeben wird.
Abbildung \ref{fig:measurement_v10_ims_instability} zeigt die Ausgangsspannung bei Abbildung \ref{fig:measurement_v10_ims_instability} zeigt die Ausgangsspannung bei
angeschlossener IMS-Röhre auf. angeschlossener IMS-Röhre auf.
\begin{figure}[hb] \begin{figure}[ht]
\centering \centering
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.0-a1/Instability.png} \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.0-a1/Instability.png}
\caption[Ausgangsspannung des \caption[Ausgangsspannung des

88
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@ -1,3 +1,13 @@
@book{Horowitz:1981307,
author = "Horowitz, Paul and Hill, Winfield",
title = "{The art of electronics; 3rd ed.}",
publisher = "Cambridge University Press",
address = "Cambridge",
year = "2015",
url = "https://cds.cern.ch/record/1981307",
}
@article{Reinecke2018Oct, @article{Reinecke2018Oct,
author = {Reinecke, Tobias and Clowers, Brian H.}, author = {Reinecke, Tobias and Clowers, Brian H.},
title = {{Implementation of a flexible, open-source platform for ion mobility spectrometry}}, title = {{Implementation of a flexible, open-source platform for ion mobility spectrometry}},
@ -58,20 +68,78 @@
eid = {MT-038} eid = {MT-038}
} }
@misc{WikipediaResistors2024May,
author = {{Contributors to Wikimedia projects}},
title = {{Johnson{\textendash}Nyquist noise - Wikipedia}},
year = {2024},
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note = {[Online; accessed 13. May 2024]},
url = {https://en.wikipedia.org/w/index.php?title=Johnson-Nyquist_noise&oldid=1222085733}
}
@misc{ADFilterDesign, @misc{ADFilterDesign,
author = {{Analog Devices}}, author = {{Analog Devices}},
title = {{Filter Design Tool}}, title = {{Filter Design Tool}},
year = {2024}, year = {2024},
month = July, month = jul,
note = {[Online; accessed 05. July 2024]}, note = {[Online; accessed 05. July 2024]},
url = {https://tools.analog.com/en/filterwizard/} url = {https://tools.analog.com/en/filterwizard/}
} }
@misc{JBellemann22,
author = {{Jeroen Belleman}},
title = {{Shunt capacitance of 1206 SMD resistors}},
year = {2010},
month = dec,
note = {[Online; accessed 28th August 2024]},
url = {http://jeroen.web.cern.ch/jeroen/resistor/shuntC.html}
}
@misc{VishayRFreq,
title = {{Frequency Response of Thin Film Chip Resistors}},
year = {2009},
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url = {https://www.vishay.com/docs/60107/freqresp.pdf}
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@misc{DatasheetADA4530,
title = {{Datasheet ADA4530 - Femtoampere Input Bias Current Electrometer Amplifier}},
year = {2024},
month = jun,
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}
@misc{SierraReduceCapacitances,
title = {{How to reduce parasitic capacitance in PCB layout}},
year = {2021},
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@misc{AltiumReduceCapacitance,
title = {{How to Reduce Parasitic Capacitance in a PCB Layout}},
author = {{Zachariah Peterson }},
year = {2022},
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url = {https://resources.altium.com/p/how-reduce-parasitic-capacitance-pcb-layout}
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@misc{AltiumLeakages,
title = {{PCB Leakage Current and Breakdown in High Voltage Design}},
author = {{Zachariah Peterson}},
year = {2020},
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@article{Yang:21,
author = {Jinqing Yang and Minjie Wan and Weixian Qian and Kan Ren and Dongming Lu and Jun Zhang and Guohua Gu and Qian Chen},
journal = {Appl. Opt.},
keywords = {Avalanche photodiodes; Fiber optic gyroscopes; Optical signals; Phase compensation; Photodetectors; Photodiodes},
number = {31},
pages = {9748--9756},
publisher = {Optica Publishing Group},
title = {Bandwidth extension method based on the field-shunting effect in a high-gain photoelectric receiver circuit},
volume = {60},
month = {Nov},
year = {2021},
url = {https://opg.optica.org/ao/abstract.cfm?URI=ao-60-31-9748},
doi = {10.1364/AO.442413},
abstract = {In the high-gain photoelectric receiver circuit, the method based on the field-shunting effect is applied to improve the bandwidth of the transimpedance amplifier. This method is implemented by adding a ground trace under the gain resistor, which reduces the parasitic capacitance of the gain resistor and thus increases the bandwidth. To obtain the specific impact of this method on bandwidth, a series of simulations are carried out, including electromagnetic simulations of a three-dimensional structure of circuit gain part and simulation program with integrated circuit emphasis (SPICE) simulations of the high-gain voltage-current feedback transimpedance amplifier. Finally, the optimal simulation result shows that selecting a 1206 size chip fixed resistor and setting the ground trace width to 1.1 mm can greatly reduce the influence of resistor parasitic effects on the circuit, thereby achieving the best performance of bandwidth extension. Further, the comparative experiment also verifies the effectiveness of the method for bandwidth enhancement.},
}