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TeX/Kapitel/Auslegung.tex

@@ -237,7 +237,9 @@ nützlich.\todo{Rewrite this more understandably}
         \subcaption{Potential innerhalb des Flipchip}
     \end{subfigure}\hspace{0.15\linewidth}
 
-    \caption{\label{fig:cst_r_potentials}Potentialfelder der elektrostatischen Simulation
+    \caption[Potentialfelder der elektrostatischen Simulation
+        der Widerstände, verschiedene Ansichten]{
+        \label{fig:cst_r_potentials}Potentialfelder der elektrostatischen Simulation
     der Widerstände, verschiedene Ansichten. Deutlich zu erkennen
     ist die gleichmäßige Verteilung des Potentialfeldes um die Anschlüsse der
     Widerstände herum.}
@@ -536,7 +538,8 @@ einer realen Schaltung nicht einfach zu simulieren sind.
 \begin{figure}[hbt!]
     \centering
     \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/r_series/series_shielded.png}
-    \caption{\label{fig:r_series_para_comp_sim}Aufbau der Simulation zur 
+    \caption[Aufbau der Simulation zur 
+    Analyse des Effektes der Schirmungskapazitäten auf eine Widerstands-Serienschaltung]{\label{fig:r_series_para_comp_sim}Aufbau der Simulation zur 
         Analyse des Effektes der Schirmungskapazitäten auf eine Widerstands-Serienschaltung.}
 \end{figure}
 
@@ -544,7 +547,7 @@ einer realen Schaltung nicht einfach zu simulieren sind.
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Rf_series_shielded.png}
     \caption[Ergebnisse der Simulation 
-    zur Analyse der Auswirkungen der Abschirmkapazitäten.]{
+    zur Analyse der Auswirkungen der Abschirmkapazitäten]{
         \label{fig:r_series_para_comp_results}Ergebnisse der Simulation 
         zur Analyse der Auswirkungen der Abschirmkapazitäten. Zu erkennnen 
         ist, dass eine zu kleine Abschirmung der Erdkapazität nicht entgegen wirken
@@ -702,7 +705,7 @@ Die Ergebnisse hiervon sind in Abbildungen \ref{fig:opamp_gbwp_variation_result_
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Cfp_Sweep.png}
     \caption[Ergebnisse der Simulation eines idealen
-        OpAmp mit variierter parasitärer Widerstandskapazität.]{
+        OpAmp mit variierter parasitärer Widerstandskapazität]{
         \label{fig:opamp_gbwp_variation_result_2}Ergebnisse der Simulation eines idealen
         OpAmp mit variierter parasitärer Widerstandskapazität $C_\mathrm{1}$.
         Zu erkennen ist die Verringerung der Bandbreite bei steigender
@@ -711,22 +714,22 @@ Die Ergebnisse hiervon sind in Abbildungen \ref{fig:opamp_gbwp_variation_result_
 
 Zu erkennen ist, dass die Rückkoppelkapazitäten $C_1$ keinen Einfluss auf die Stabilität haben, und lediglich die Bandbreite
 begrenzen, wie bereits in Kapitel \ref{chap:basics_parasitics} beschrieben wurde.
-Die Eingangskapazität $C_\mathrm{in}$ jedoch schein äquivalent zu einer variation des GBWP zu sein, wobei eine größere Kapazität
+Die Eingangskapazität $C_\mathrm{in}$ jedoch schein äquivalent zu einer Variation des GBWP zu sein, wobei eine größere Kapazität
 die Bandbreite verringert und die Stabilität negativ beeinflusst.
 Bei der Schaltungsauslegung muss somit genügend Marge bei der GBWP-Auswahl gelassen werden, um bei höher als 
 erwartetem $C_\mathrm{in}$ stabil zu bleiben.
 
 Zusammengefasst ist die OpAmp-Bandbreite ein wichtiger Faktor der Schaltung.
-Ein zu klein gewähltes GBWP begrenzt sowohl die Bandbreite des Schaltkreises, und kann zudem zu 
+Ein zu klein gewähltes GBWP begrenzt sowohl die Bandbreite des Schaltkreises und kann zudem zu 
 Instabilitäten führen. Eine zu klein gewählte offene Verstärkung kann ebenfalls zur Begrenzung 
 der Bandbreite führen, jedoch ohne hierbei die Stabilität zu gefährden.
-Aus den Simulationen wird geschlossen dass ein Mindest-GBWP von $\SI{1}{\giga\hertz}$
+Aus den Simulationen wird geschlossen, dass ein Mindest-GBWP von $\SI{1}{\giga\hertz}$
 notwendig ist, um stabil zu bleiben und die Bandbreite zu erhalten, wobei ein größeres GBWP vorteilhaft erscheint.
 Eine minimale offene Verstärkung von circa 10 000 ist notwendig, um die Bandbreite nicht zu beeinflussen.
 
 \subsubsection{Verbesserung der OpAmp Bandbreite}
 
-Wie im vorherigen Kapitel beschrieben ist eine höhere Bandbreite des OpAmp notwendig, 
+Wie im vorherigen Kapitel beschrieben, ist eine höhere Bandbreite des OpAmp notwendig, 
 um die Schaltung stabil betreiben zu können. Die berechneten Parameter sind jedoch
 nicht mit allen OpAmps erreichbar.
 Um eine größere Auswahl von OpAmps zu ermöglichen wird nun untersucht, ob eine Erhöhung der
@@ -735,17 +738,17 @@ effektiven Bandbreite möglich ist.
 Da die Bandbreite eines einzelnen OpAmp durch seinen internen Aufbau limitiert ist, kann
 an diesem nichts verändert werden. Es ist jedoch möglich, durch die Verschaltung zweier 
 oder mehr OpAmps einen gesamten Schaltkreis mit effektiv höherer Bandbreite zu erhalten.
-Hierfür werden zwei Möglichkeiten hinzu gezogen:
+Hierfür werden zwei Möglichkeiten erprobt:
 
 \begin{itemize}
     \item[a)] \textbf{Eine Reihenschaltung einzelner Verstärker-Stufen:}
         Es werden mehrere einzelne Stufen regulärer Verstärker hintereinander geschaltet.
-        Hierdurch muss jede einzelne Stufe eine geringere Verstärkung erbringen,
+        Hierdurch muss jede einzelne Stufe eine geringere Verstärkung erbringen
         und behält somit eine höhere Bandbreite.
         
         Von Vorteil ist der simple 
         Schaltungsaufbau sowie die gute Stabilität, da jede Stufe in sich 
-        stabil designt werden kann, und alle außer die erste Stufe als reguläre
+        stabil designt werden kann und alle Stufen außer die erste Stufe als reguläre
         Verstärker, nicht als TIV, ausgelegt werden können.
         
         Nachteilhaft sind die akkumulierenden Fehler der OpAmps, welche mit jeder 
@@ -753,14 +756,14 @@ Hierfür werden zwei Möglichkeiten hinzu gezogen:
 
     \item[b)] \textbf{Eine Komposit-Schaltung von OpAmps:}
         Anstelle einzelne Stufen hintereinander zu schalten ist es ebenso möglich,
-        mehrere OpAmps zu einem gesamt-Verstärker mit insgesamt höherer Bandbreite zu verschalten.\todo{
+        mehrere OpAmps zu einem Gesamtverstärker mit insgesamt höherer Bandbreite zu verschalten.\todo{
             Find a citation for this?
         }
 
         Vorteilhaft ist die insgesamt höhere Präzision, da der Feedback-Pfad des gesamten
         Systems über alle OpAmps geschaltet ist.
-        Nachteilhaft ist hierbei die komplexere Schaltung, und dass Stabilität 
+        Nachteilhaft ist hierbei die komplexere Schaltung, und die Notwendigkeit der Stabilität 
-        durch vorsichtiges Balancieren der Stufen eingestellt werden muss.
+        durch vorsichtiges Balancieren der Stufen.
         Ein beispielhafter Schaltkreis ist in Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_increase_schematics}
         dargestellt.
 \end{itemize}
@@ -769,11 +772,11 @@ Hierfür werden zwei Möglichkeiten hinzu gezogen:
     \centering
     \includegraphics[scale=0.2]{grundlagen/CascadeOpAmp.drawio.png}
     \caption[Beispielhafte Schaltungen zur Erhöhung
-    des OpAmp GBWP.]{\label{fig:opamp_gbwp_increase_schematics}Beispielhafte Schaltungen zur Erhöhung
+    des OpAmp GBWP]{\label{fig:opamp_gbwp_increase_schematics}Beispielhafte Schaltungen zur Erhöhung
         des OpAmp GBWP durch Kaskadierung mehrerer OpAmps.}    
 \end{figure}
 
-Da für den hier betrachteten Anwendungsfall die Präzision von höherer Relevanz ist,
+Da für den hier betrachteten Anwendungsfall die Präzision von höherer Relevanz ist
 und die vergleichsweise niedrigen Signalbandbreiten leichter stabilisierbar sind,
 wird der komposite Schaltungsaufbau gewählt.
 Es wird eine Simulation aufgebaut, mit welcher verschiedene
@@ -785,7 +788,8 @@ untersuchen zu können.
 Die Arbeitsweise dieser Verschaltung ist wie folgt:
 \begin{enumerate}
     \item Der OpAmp U1 verstärkt die am Eingang anliegende Spannungsdifferenz, welche vom 
-        TIV-Eingangsstrom und Masse generiert wird
+        TIV-Eingangsstrom und Masse generiert wird.
+
     \item Die Ausgangsspannung von U1 wird durch OpAmp U2 weiter verstärkt.
         U2 besitzt hierbei eine feste Verstärkung, welche durch den Widerstandsteiler Rx/Rx
         festgelegt wird.
@@ -800,13 +804,13 @@ Die Arbeitsweise dieser Verschaltung ist wie folgt:
 
 Durch korrekte Auswahl von U1, U2 und der Verteilung der Verstärkung zwischen den OpAmps können
 so die Vorteile verschiedener OpAmps kombiniert werden. Es kann z.B. ein sensitiver und präziser
-aber langsamer OpAmp in der ersten Stufe mit kleinerer Verstärkung betrieben werden, und ein
+aber langsamer OpAmp in der ersten Stufe mit kleinerer Verstärkung betrieben werden und ein
 wesentlich schnellerer OpAmp in der zweiten Stufe die Gesamtverstärkung des Systems liefern.
 
 \FloatBarrier
 
 Als exemplarisches Beispiel wird der ADA4817 als erste Stufe gewählt. Dieser OpAmp hat
-ein exzellent niedriges Rauschen und geringe Eingangs-Leckströme, und ist optimiert
+ein exzellent niedriges Rauschen und geringe Eingangs-Leckströme und ist optimiert
 für Messungen an hochimpedanten Eingängen. Er besitzt jedoch eine zu geringe Verstärkung,
 um direkt in einer Stufe eine Verstärkung von $\SI{1}{\giga\ohm}$ zu erreichen.
 Mithilfe 
@@ -855,14 +859,14 @@ welche hier dargestellt werden sollen.
 
 Das eingangsbezogene Stromrauschen des OpAmps hat einen direkten Effekt auf das gemessene
 Signal. Da der Eingang des TIV Ströme misst, wird das Stromrauschen lediglich auf das
-Eingangssignal hinzu addiert und mit Verstärkt. Eine Reduzierung des Effektes des Stromrauschens
+Eingangssignal hinzu addiert und mit verstärkt. Eine Reduzierung des Effektes des Stromrauschens
 ist somit nicht möglich, lediglich die Auswahl eines OpAmps mit wenig Rauschen ist hierfür relevant.
 Mit hochperformanten OpAmps liegen typische Stromrausch-Werte im Bereich von 
 circa $\SI{10}{\femto\ampere\per\sqrt{\hertz}}$, welches mit der geforderten
 Bandbreite von $\SI{30}{\kilo\hertz}$ ungefähr ein eingangsbezogenes Rauschen von $\SI{1.73}{\pico\ampere}$ erzeugt.
 
 Das Spannungsrauschen des OpAmp ist etwas komplexer.
-Am Eingang des TIVs interagiert dieses Rauschen mit der parasitären Eingangskapazität, und wirkt
+Am Eingang des TIVs interagiert dieses Rauschen mit der parasitären Eingangskapazität und wirkt
 somit als zusätzliches Stromrauschen, entsprechend der Formel $I = U \cdot 2\pi f \cdot C$.
 Dieses Rauschen steigt somit sowohl mit größerer Eingangskapazität, als auch mit der Frequenz.
 
@@ -874,12 +878,14 @@ genügend GBWP und kleinen Eingangsleckströmen, um als TIV nutzbar zu sein.
 \begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/opamp/opamp_ltspice_noise.jpg}
-    \caption{\label{fig:opamp_vin_noise_schematic}Schaltkreis der LTSpice-Simulation zur 
+    \caption[Schaltkreis der LTSpice-Simulation zur 
+    Bestimmung OpAmp-Rauschens]{
+        \label{fig:opamp_vin_noise_schematic}Schaltkreis der LTSpice-Simulation zur 
       Bestimmung OpAmp-Rauschens.}
 \end{figure}
 
 Variiert werden $C_\mathrm{in}$ sowie $R_\mathrm{f}$, um die Auswirkungen dieser Parameter
-betrachten zu können. Hierbei wird das Rauschen Eingangsbezogen gemessen, d.h. die Ausgangsspannung
+betrachten zu können. Hierbei wird das Rauschen eingangsbezogen gemessen, d.h. die Ausgangsspannung
 wird durch $R_\mathrm{f}$ dividiert, um den Eingangsstrom zu erhalten. Hierdurch lassen sich die
 Simulationswerte besser vergleichen. Die Ergebnisse sind in Abbildungen \ref{fig:opamp_vin_noise_rf}
 und \ref{fig:opamp_vin_noise_cin} dargestellt.

TeX/Kapitel/Auslegung/Schaltungsdesign.tex

@@ -7,14 +7,14 @@ vorherigen Kapitel ermittelten parasitären Effekten und Kompensationsmöglichke
 konkrete Bauteile für die Konstruktion eines ersten TIV verglichen und ausgewählt. Hiernach 
 wird die Schaltung des TIVs ausgelegt und dessen Funktionsweise erläutert.
 
-\subsection{TIV}
+\subsection{Auslegung des TIV}
 
 \subsubsection{OpAmp Auswahl}
 \label{chap:v10_opamp_choice}
 
 In diesem Abschnitt wird auf die genaue Auswahl eines OpAmp für den hochimpedanten
 TIV-Eingang eingegangen.
-Dieser OpAmp legt viele wichtige Systemparameter fest, und
+Dieser OpAmp legt viele wichtige Systemparameter fest und
 bestimmt maßgeblich das Verhalten und das Rauschniveau des TIVs selbst.
 Zusammengefasst sind folgende Parameter von Bedeutung:
 
@@ -31,7 +31,8 @@ Zusammengefasst sind folgende Parameter von Bedeutung:
 \end{itemize}
 
 
-Folgende OpAmps werden für die nähere Auswahl in Betracht gezogen:
+Tabelle \ref{table:select_opamp_parameters} listed die in Betracht gezogenen OpAmps 
+zusammen mit einigen ihrer Parameter auf.
 
 \begin{table}[h]
     \centering
@@ -64,7 +65,7 @@ Es wird somit für diese Schaltung der LTC6268-10 gewählt.
 \subsubsection{TIV-Schaltung}
 \label{chap:tia_circuit_design}
 
-In diesem Unterkapitel wird nun die konkrete Schaltung des TIVs erstellt.
+In diesem Unterkapitel wird die konkrete Schaltung des TIVs erstellt.
 
 Der Grundlegende Aufbau eines TIV-Schaltkreises wurde bereits in Kapitel
 \ref{chap:basics_tia} beschrieben. Da der LTC6268-10 ein ausreichendes 
@@ -81,10 +82,10 @@ der Serienschaltung sowie der Feldabschirmung aus
 Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations} genutzt, um den Einfluss der
 Kapazitäten zu vermindern.
 
-Da die konkreten Werte der parasitären Effekte nicht bekannt sind, und
+Da die konkreten Werte der parasitären Effekte nicht bekannt sind und
 in der Realität mit hoher Wahrscheinlichkeit größer sind als in der Simulation
 (durch z.B. andere Komponenten in der Nähe, welche kapazitiv koppeln), werden
-keine konkreten Werte für die Widerstände dieser Schaltung fest gelegt. Diese
+keine konkreten Werte für die Widerstände dieser Schaltung festgelegt. Diese
 werden experimentell erprobt, um eine gute Balance der Eigenschaften zu bieten.
 
 Die Auslegung der Schaltung ist in Abbildung \ref{fig:tia_v1_design} zu sehen.
@@ -122,7 +123,7 @@ Abbildung \ref{fig:tia_v1_pcb} zeigt das Design der Platine für den Teil
 des TIVs selbst. Der Messeingang ist hierbei der runde Kreis des inneren
 Anschlusses der SMA-Buchse. Dieser ist möglichst eng an den Verstärker U2 
 sowie der Kaskade der Rückkoppelwiderstände angeschlossen.
-Um den gesamten hochimpedanten Bereich wird der Lötstopplack entfernt, 
+Um den gesamten hochimpedanten Bereich wird der Lötstopplack entfernt
 und der Bereich des TIV-Eingangs wird mit einem geerdeten Pfad umgeben,
 um Oberflächenladungen und Leckströme ableiten zu können.
 
@@ -155,7 +156,7 @@ Verringerung der Feldstärke im Platinenmaterial selbst.
 Um den Einfluss der Abschirmung abschätzen zu können, wird eine zweite Version der
 Schaltung ohne diese Schirmungselektroden ausgelegt. Hierfür werden die Widerstände
 sowie die Kupferflächen der Elektroden entfernt. Sie werden nicht durch Erdflächen 
-ersetzt, um keine zusätzliche Erdkapazität in den hochimpedanten Pfad ein zu koppeln.
+ersetzt, um keine zusätzliche Erdkapazität in den hochimpedanten Pfad einzukoppeln.
 
 \FloatBarrier
 
@@ -164,7 +165,7 @@ In den folgenden Paragraphen werden weitere unterstützende Schaltungen
 beschrieben, welche für die korrekte Funktionsweise des TIV nötig sind,
 jedoch selbst nicht kritisch für die Charakteristik des TIVs sind, da
 sie ohne große Anforderungen an Präzision o.ä. erstellt werden können.
-Dieser Schaltungselemente werden somit kurz und der vollständigkeit 
+Dieser Schaltungselemente werden somit kurz und der Vollständigkeit 
 halber beschrieben.
 
 \subsubsection{Filter-Stufe}
@@ -175,8 +176,8 @@ erreichen. Der im Kapitel \ref{chap:tia_circuit_design} erstellte Schaltkreis
 wird auf eine Bandbreite knapp über $\SI{30}{\kilo\hertz}$ abgestimmt,
 wobei der parasitäre RC-Filter einen Abfall von -20dB/Dekate besitzt.
 
-Da bekannt ist dass das zu messende Signal mit einer Bandbreite von $\SI{30}{\kilo\hertz}$
+Da bekannt ist, dass das zu messende Signal mit einer Bandbreite von $\SI{30}{\kilo\hertz}$
-vor liegt, können alle Frequenzen hierüber möglichst stark gedämpft werden.
+vorliegt, können alle Frequenzen hierüber möglichst stark gedämpft werden.
 Dies verringert das Rauschniveau, da die TIV-Schaltung selbst ein recht breites
 Rauschspektrum bis in die obigen $\SI{100}{\kilo\hertz}$ besitzt. Hierfür können
 aktive Filter verwendet werden, welche mithilfe von OpAmps, Widerständen und Kapazitäten
@@ -190,14 +191,15 @@ Er besteht aus zwei in Reihe geschalteten OpAmps in aktiver Filter-Konfiguration
 kann somit mit leicht erhältlichen Dual-Package OpAmps erstellt werden. Für die genaue 
 Auslegung des Filters wurde das ``Filter-Design-Tool'' von Analog Devices (siehe \cite{ADFilterDesign}) genutzt,
 welches für die angegebenen Filter-Parameter eine Schaltung berechnet, da die 
-händische Berechnung der Komponenten vor allem bei Einhaltung der
+händische Berechnung der Komponenten, vor allem bei Einhaltung
-Komponentenreihen (E24) nicht trivial ist. 
+standartisierter
+Komponentenreihen (E24), nicht trivial ist. 
 
 Die erstellte Filter-Stufe ist in
 Abbildung \ref{fig:filter_stage_design} dargestellt. Die berechnete Transferfunktion
 dieses Filters ist in Abbildung \ref{fig:filter_stage_bandwidth} aufgezeichnet.
 Zu sehen ist eine glatte Transferfunktion bis hin zum -3dB-Punkt bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$, 
-nach welchem wie erhofft ein steiler Abfall von -80dB/Dekade vor liegt.
+nach welchem wie erhofft ein steiler Abfall von -80dB/Dekade vorliegt.
 Somit werden Rauschanteile sowie andere Störsignale bereits ab $\SI{50}{\kilo\hertz}$ um einen Faktor
 von 20dB gedämpft.
 
@@ -228,7 +230,7 @@ teilweise ein differentielles Signal. Aus diesem Grund wird eine Verstärkerstuf
 für die Umsetzung der Spannungslevel erstellt, welche durch Anpassung der Widerstände
 diverse Verstärkungen und Offsets ermöglicht. Die genauen Widerstände müssen je nach ADC
 gewählt werden, somit werden vorerst Platzhalter genutzt.
-Diese Stufe ist in Abbildung \ref{fig:design_output_driver} dar gestellt.
+Diese Stufe ist in Abbildung \ref{fig:design_output_driver} dargestellt.
 
 \begin{figure}[H]
     \centering
@@ -241,8 +243,8 @@ Diese Stufe ist in Abbildung \ref{fig:design_output_driver} dar gestellt.
 \label{chap:power_supply_design}
 
 Für die korrekte Operation des TIV müssen die für die Verstärker benötigten Spannungen
-bereit gestellt werden. Hierbei ist eine hohe Qualität, d.h. ein stabiles Spannungsniveau auch
+bereitgestellt werden. Hierbei ist eine hohe Qualität, d.h. ein stabiles Spannungsniveau auch
-unter Last sowie ein möglichst geringes Rauschen der Versorgung, notwendig. Zudem ist
+unter Last sowie ein möglichst geringes Rauschen der Versorgung notwendig. Zudem ist
 eine differentielle Spannungsversorgung notwendig.
 
 Um all dies zu erreichen, wird die Spannungsversorgung aus zwei Stufen aufgebaut:
@@ -256,14 +258,14 @@ Um all dies zu erreichen, wird die Spannungsversorgung aus zwei Stufen aufgebaut
         effektiv. Der duale Spannungsausgang des Wandlers vereinfacht zudem die Versorgung
         der Verstärker. Von Nachteil ist ein recht hoher Rauschanteil am Ausgang des Wandlers.
         Der Schaltkreis des DC/DC-Wandlers ist in Abbildung \ref{fig:design_power_dcdc} dargestellt.
-    \item Um das Rauschniveau zu reduzieren, und um den TIV-OpAmp mit der korrekten 
+    \item Um das Rauschniveau zu reduzieren und um den TIV-OpAmp mit der korrekten 
         Spannung versorgen zu können, wird ein Linearregler genutzt. Dieser Typ von Regler
-        bietet einen sehr stabilen und rauscharmen Ausgang, und eignet sich somit gut für die
+        bietet einen sehr stabilen und rauscharmen Ausgang und eignet sich somit gut für die
         Versorgung von sensitiven Bauteilen.
         Ein dedizierter Zweikanal-Linearregler, der {\em LT3032}, wird über einen
-        RC-Filter mit der DC/DC-Spannung versorgt, und liefert die
+        RC-Filter mit der DC/DC-Spannung versorgt und liefert die
         notwendigen Spannungen für den TIV selbst. Dieser Regler ist speziell für
-        niedrige Rauschlevel konzipiert, und ist somit bestens für die Bereitstellung
+        niedrige Rauschlevel konzipiert und ist somit bestens für die Bereitstellung
         einer stabilen Spannung geeignet.
         Der Schaltkreis des Linearreglers ist in Abbildung \ref{fig:design_power_ldo} dargestellt.
 \end{enumerate}
@@ -282,8 +284,9 @@ Um all dies zu erreichen, wird die Spannungsversorgung aus zwei Stufen aufgebaut
 
 \subsection{Auslegung des PCB}
 
-In diesem Abschnitt soll auf die konkrete Platzierung der im vorherigen Teil beschriebenen
+Nach Beschreibung der verwendeten Schaltkreise wird nun auf die 
-Komponenten eingegangen werden. Eine korrekte Positionierung ist notwendig, um Störsignale
+konkrete Platzierung der Komponenten eingegangen.
+Eine korrekte Positionierung ist notwendig, um Störsignale
 zu minimieren, da gewisse Schaltungsteile eigene Rauschquellen sind.
 
 Abbildung \ref{fig:v1_pcb_design} zeigt den Aufbau der Platine mit allen Komponenten.
@@ -296,9 +299,9 @@ Die einzelnen Elemente des TIV sind von links nach rechts wie folgt angeordnet:
     \item Mittig auf der Platine ist der Linearregler sowie die Filter-Stufe und
         der Ausgangstreiber angebracht. Der Linearregler ist hierbei möglichst nah
         an den Spannungseingang des TIV gelegt, um die Distanz hierzu zu
-        vermindern. Die Ausgangs-Stufe ist nicht rauschanfällig, und kann somit beliebig
+        vermindern. Die Ausgangs-Stufe ist nicht rauschanfällig und kann somit beliebig
         platziert werden.
-    \item Auf der rechten Seite der Platine wird der TIV-Teil selbst platziert. Somit
+    \item Auf der rechten Seite der Platine wird der TIV selbst platziert. Somit
         ist garantiert, dass keine unnötigen Stromflüsse durch diesen Verstärkerteil
         fließen können. Das gesamte TIV-System wird zur Minimierung externer Einflüsse 
         zudem in ein Schirmgehäuse untergebracht.
@@ -311,7 +314,7 @@ Die einzelnen Elemente des TIV sind von links nach rechts wie folgt angeordnet:
     \includegraphics[width=0.95\linewidth]{Auslegung/v1.0/pcb_3d.png}
     \caption{\label{fig:v1_pcb_design}3D-Modell des gesamten TIV-Schaltkreises.}
 \end{figure}
-
+\todo[inline]{Add some nice overlays for the parts.}
 
 Zusätzlich zu den bereits etablierten Komponenten der Schaltung werden einige
 mechanische Verbindungen zur Operation des Schaltkreises untergebracht:
@@ -326,7 +329,7 @@ mechanische Verbindungen zur Operation des Schaltkreises untergebracht:
         des Linearreglers, sowie den ungefilterten Ausgang des TIVs selbst.
     \item Zur Verbindung des TIV Eingangs sowie Bereitstellung des Ausgangssignals
         werden SMA-Steckverbindungen benutzt. Diese sind besonders gut geeignet
-        für Signale die einer Schirmung und präzisen Übertragung benötigen,
+        für Signale, die einer Schirmung und präzisen Übertragung benötigen
         und sind somit gut geeignet für das Eingangs- und Ausgangssignal des Verstärkers.
 \end{itemize}
 

TeX/Kapitel/Grundlagen.tex

@@ -191,7 +191,8 @@ Hierbei ist $V_{\mathrm{n,rms}}$ der RMS-Wert des Rauschens, $k_B$ die Boltzmann
 \begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.13]{grundlagen/Schematic_Resistor.drawio.png}
-    \caption{\label{fig:example_r_noise}Schematische Darstellung
+    \caption[Schematische Darstellung
+    eines realen Widerstandes nach \cite{WikipediaResistors2024May}]{\label{fig:example_r_noise}Schematische Darstellung
         eines realen Widerstandes nach \cite{WikipediaResistors2024May}.}
 \end{figure}
 
@@ -317,7 +318,9 @@ Die grundlegende Schaltung ist hierbei in \ref{fig:example_tia_circuit} aufgefü
 \begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.2]{grundlagen/OpAmp_TIA.drawio.png}
-    \caption{\label{fig:example_tia_circuit}Grundlegender Schaltkreis eines Transimpedanzverstärkers,
+    \caption[Grundlegender Schaltkreis eines Transimpedanzverstärkers,
+    eigene Darstellung nach \cite{Reinecke2018Oct}]{
+        \label{fig:example_tia_circuit}Grundlegender Schaltkreis eines Transimpedanzverstärkers,
         eigene Darstellung nach \cite{Reinecke2018Oct}.}
 \end{figure}
 \todo{Find a citation for this?}

TeX/Kapitel/RevisionV11.tex

@@ -2,7 +2,7 @@
 \cleardoublepage
 \chapter{Revision des TIVs}
 
-In diesem Kapitel wird auf die zweite Revision der Platine eingegangen.
+In diesem Kapitel wird auf die Revision der Platine eingegangen.
 Diese Revision ist notwendig, um die Instabilität der ersten Revision 
 der Platine zu beheben, welche in Kapitel \ref{chap:v10_instability}
 gemessen wurde, da diese Instabilität einer Verwendung der Platine
@@ -60,7 +60,8 @@ Abbildung \ref{fig:v11_tia_schematic} zeigt den geänderten Schaltkreis auf.
 \begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[width=0.9\textwidth]{Auslegung/v1.1/tia_stage.png}
-    \caption{\label{fig:v11_tia_schematic}Schaltkreis der zweiten Revision des
+    \caption[Schaltkreis der Revision des
+    Verstärkerteils des TIVs]{\label{fig:v11_tia_schematic}Schaltkreis der Revision des
         Verstärkerteils des TIVs.}
 \end{figure}
 
@@ -85,7 +86,7 @@ Die Rückkoppelwiderstände und Abschirmwiderstände (R19 bis 13, R15 bis 18, R2
 plus die anpassenden Spannungsteiler (R24, R14, R19) sind unverändert vom
 ersten Schaltungsdesign.
 
-Abbildung \ref{fig:v11_tia_pcb} zeigt die Auslegung des PCBs der zweiten Revision.
+Abbildung \ref{fig:v11_tia_pcb} zeigt die Auslegung des PCBs der Revision.
 Hierbei werden die vorherigen Konstruktionen für Rückkoppelpfad und Abschirmung der
 Widerstände bei behalten.
 Aus diesem Grund wird hierauf nicht mehr genauer eingegangen.
@@ -93,7 +94,7 @@ Aus diesem Grund wird hierauf nicht mehr genauer eingegangen.
 \begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[width=0.7\textwidth]{Auslegung/v1.1/tia_pcb.png}
-    \caption{\label{fig:v11_tia_pcb}Auslegung des PCBs der zweiten Revision
+    \caption{\label{fig:v11_tia_pcb}Auslegung des PCBs der Revision
         des TIVs}
 \end{figure}
 
@@ -104,13 +105,13 @@ des Rückkoppelpfades für die zweite Stufe des Verstärkers, welches für die S
 notwendig ist sowie weniger Störquellen einkoppelt.
 
 Der Vollständigkeit halber zeigt Abbildung \ref{fig:v11_pcb_3d_image} ein 3D-Modell
-der zweiten Revision der Platine. Die restlichen Schaltungsteile wurden nicht modifiziert,
+der Revision der Platine. Die restlichen Schaltungsteile wurden nicht modifiziert,
 weshalb auf diese hier nicht mehr eingegangen wird.
 
 \begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[width=0.9\textwidth]{Auslegung/v1.1/pcb_3d.png}
-    \caption{\label{fig:v11_pcb_3d_image}3D-Modell der zweiten Revision des PCBs}
+    \caption{\label{fig:v11_pcb_3d_image}3D-Modell der Revision des PCBs}
 \end{figure}
 
 \FloatBarrier
@@ -118,7 +119,7 @@ weshalb auf diese hier nicht mehr eingegangen wird.
 
 \section{Vermessung der Revision}
 
-In diesem Kapitel wird die zweite Revision der Platine
+In diesem Kapitel wird die Revision der Platine
 vermessen und auf weitere Fehler überprüft.
 Es werden, wenn nicht anders beschrieben, dieselben Methoden wie aus Kapitel \ref{chap:measurements}
 genutzt. Wo angemessen, sollen Vergleiche mit der vorherigen Version gezogen werden.
@@ -216,9 +217,9 @@ aufgebaut wurden.
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/bandwidths.png}
     \caption[Messungen der Übertragungsfunktionen
-        der Platinen der zweiten Revision]{\label{fig:v11_measurement_bandwidth}
+        der Platinen der Revision]{\label{fig:v11_measurement_bandwidth}
         Messungen der Übertragungsfunktionen
-        der Platinen der zweiten Revision. Zu erkennen
+        der Platinen der Revision. Zu erkennen
         ist die Abhängigkeit der Bandbreite vom Rückkoppelwiderstand.}
 \end{figure}
 
@@ -245,7 +246,7 @@ entnommen werden. Diese sind in Tabelle \ref{table:v11_bandwidths} dargestellt.
 \begin{table}[hb]
     \centering
     \caption{\label{table:v11_bandwidths}-3dB-Frequenzen des ungefilterten 
-        TIV-Ausgangs der zweiten Revision}
+        TIV-Ausgangs der Revision}
     \begin{tabular}{ |r|r|r| }
         \hline
         Widerstand & -3dB Punk \\
@@ -268,13 +269,14 @@ ist erneut im Falle der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante von Vorteil.
 Abbildung \ref{fig:v11_comparison_bandwidth} zeigt einen direkten Vergleich der 
 Bandbreiten der TIV-Stufen der vorherigen und neuen Revison für 
 die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante. Der steilere Abfall sowie die 
-leicht höhere -3dB-Frequenz der zweiten Revision
+leicht höhere -3dB-Frequenz der Revision
 ist hierbei deutlich zu erkennen.
 
 \begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/revision_compare_bandwidth.png}
-    \caption{\label{fig:v11_comparison_bandwidth}Vergleich der Bandbreiten der 
+    \caption[Vergleich der Bandbreiten der 
+    $\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten von der alten und neuen Revision]{\label{fig:v11_comparison_bandwidth}Vergleich der Bandbreiten der 
         $\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten von der alten und neuen Revision.}
 \end{figure}
 
@@ -301,8 +303,8 @@ Platinenrevision.
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/noises.png}
     \caption[Durchschnittliches Rauschspektrum der Platinen 
-    der zweiten Revision]{\label{fig:v11_measurement_noise}Durchschnittliches Rauschspektrum der Platinen 
+    der Revision]{\label{fig:v11_measurement_noise}Durchschnittliches Rauschspektrum der Platinen 
-        der zweiten Revision.
+        der Revision.
         Erkennbar ist die Abhängigkeit des Rauschlevels vom Rückkoppelwiderstand.
         Ebenefalls sind einige Frequenzen mit erhöhtem Rauschen erkennbar.}
 \end{figure}
@@ -323,20 +325,21 @@ gleichen Frequenzen wie die Resonanzen in der Bandbreite. Somit ist zu vermuten,
 dass die gleiche Ursache für beide Effekte zuständig ist.
 
 Abbildund \ref{fig:v11_v10_comparison_noise} zeigt den direkten 
-Vergleich der ungefilterten Rauschspektren der ersten und zweiten Revision 
+Vergleich der ungefilterten Rauschspektren der ersten und Revision 
 der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Version des Schaltkreise.
 Trotz des kleineren Eingangsspannungsrauschens des ADA4817 liegt ein 
 insgesamt leicht größeres Rauschniveau vor. Dies stimmt jedoch nur bei offenem 
 Eingang. Das Rauschen der ersten Revision mit dem LTC6268-10 vergrößert sich bei
-steigender Eingangskapazität, während das Rauschen der zweiten Revision 
+steigender Eingangskapazität, während das Rauschen der Revision 
 kaum von der Eingangskapazität abhängt (siehe Kapitel \ref{chap:v11_measurement_ims_stability}).
 Unter realen Bedingungen ist somit das 
-Rauschen der zweiten Revision besser. 
+Rauschen der Revision besser. 
 
 \begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/revision_compare_noise.png}
-    \caption{\label{fig:v11_v10_comparison_noise}Vergleich des Rauschspektrums
+    \caption[Vergleich des Rauschspektrums
+    der Revisionen der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante]{\label{fig:v11_v10_comparison_noise}Vergleich des Rauschspektrums
     der Revisionen der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante.}
 \end{figure}
 
@@ -381,7 +384,7 @@ genutzte LTC6268-10.
     \end{tabular}
 \end{table}
 
-Insgesamt ist somit das Rauschen der zweiten Revision des TIVs nutzbar.
+Insgesamt ist somit das Rauschen der Revision des TIVs nutzbar.
 Zwar ist das Rauschen im Vergleich zur ersten Revision geringfügig erhöht, jedoch
 bieten alle Versionen der Schaltung mit Ausnahme des $\SI{20}{\mega\ohm}$ TIVs
 ein akzeptabel geringes Rauschen.
@@ -389,7 +392,7 @@ ein akzeptabel geringes Rauschen.
 \subsection{Konsistenz des Schaltkreises}
 
 In diesem Abschnitt wird darauf eingegangen, wie wiederholbar
-der Aufbau der zweiten Revision der Platine ist.
+der Aufbau der Revision der Platine ist.
 Ein wichtiger Aspekt des in dieser Arbeit entwickelten TIVs ist 
 der reproduzierbare Aufbau ohne größere manuelle Abstimmungen der 
 Abschirmung oder anderer Komponenten.
@@ -403,7 +406,8 @@ diese Kopie dasselbe Verhalten aufweist wie die original vermessene Platine.
 \begin{figure}[h]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/bandwidth_consistency.png}
-    \caption{\label{fig:v11_bandwidth_consistency_check}Vergleich der Bandbreiten
+    \caption[Vergleich der Bandbreiten
+    zweier identischer TIV-Platinen]{\label{fig:v11_bandwidth_consistency_check}Vergleich der Bandbreiten
         zweier identischer TIV-Platinen.}
 \end{figure}
 
@@ -493,12 +497,13 @@ den gleichen Messsystemen wie in den vorherigen Messungen (siehe Kapitel
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/CascadeSeries/bandwidths.png}
     \caption[Übertragungsfunktionen eines
         $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs mit varriierter Verstärkung der zweiten
-        Stufe der Kaskade.]{
+        Stufe der Kaskade]{
             \label{fig:v11_cascade_bandwidths}Übertragungsfunktionen eines
         $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs mit varriierter Verstärkung der zweiten
         Stufe der Kaskade. Erkennbar ist ein starker Einfluss auf die
         Bandbreite.}
 \end{figure}
+\todo{Use ratio of amp}
 
 Abbildung \ref{fig:v11_cascade_bandwidths} zeigt die Übertragungsfunktionen
 der getesteten Varianten.
@@ -520,7 +525,9 @@ wichtig. Höhere Bandbreiten werden durch die Filterstufe entfernt.
 \begin{figure}[h]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/CascadeSeries/noises.png}
-    \caption{\label{fig:v11_cascade_noises}Rauschspektren eines
+    \caption[Rauschspektren eines
+    $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs mit varriierter Verstärkung der zweiten
+    Stufe der Kaskade]{\label{fig:v11_cascade_noises}Rauschspektren eines
         $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs mit varriierter Verstärkung der zweiten
         Stufe der Kaskade.}
 \end{figure}
@@ -542,7 +549,7 @@ werden, d.h. die zweite Stufe so klein wie möglich, um das Rauschen zu verminde
 
 \section{Fazit}
 
-Die zweite Revision korrigiert erfolgreich die Instabilität, welche in der ersten Revision
+Die Revision korrigiert erfolgreich die Instabilität, welche in der ersten Revision
 festgestellt wurde.
 In den restlichen Parametern schneidet sie vergleichbar gut wie die erste Revision ab.
 Zudem lässt sich durch die korrekte Einstellung der Verstärkungsverteilung der kaskadierten

TeX/Kapitel/Vermessung.tex

@@ -5,7 +5,7 @@
 
 In diesem Kapitel wird der erstellte Schaltkreis auf seine Funktionstüchtigkeit
 untersucht.
-Es wird beurteilt, ob die Schaltung die festgelegten Zielparameter erreichen kann,
+Es wird beurteilt, ob die Schaltung die festgelegten Zielparameter erreichen kann
 und welche Parameter einer Verbesserung bedürfen.
 
 Hierbei werden verschiedene Variationen des Schaltkreises vermessen, um
@@ -13,7 +13,7 @@ einige Systemparameter bestimmen zu können. Diese sind:
 
 \begin{itemize}
     \item Ein Schaltkreis ohne Abschirmungen und mit $4\cdot\SI{47}{\mega\ohm}$
-        Rückkoppelwiderständen, zur Bestätigung der Notwendigkeit der Abschirmungen
+        Rückkoppelwiderständen, zur Bestätigung der Notwendigkeit der Abschirmungen.
     \item Drei Schaltkreise mit jeweils $4\cdot\SI{47}{\mega\ohm}$,
         $4\cdot\SI{20}{\mega\ohm}$ sowie $4\cdot\SI{120}{\mega\ohm}$ Rückkoppelwiderständen,
         um den Einfluss der verschiedenen Widerstände charakterisieren zu können.
@@ -64,7 +64,7 @@ der Messung vom Sollwert.
 \begin{figure}[H]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/1G_47M_Linearity.png}
-    \caption[Messergebnisse der Linearitätsmessung.]{\label{fig:measurement_v1_linearity}
+    \caption[Messergebnisse der Linearitätsmessung]{\label{fig:measurement_v1_linearity}
         Messergebnisse der Linearitätsmessung des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.
         Es sind wie gewünscht keine merklichen Nichtlinearitäten zu erkennen.}
 \end{figure}
@@ -94,30 +94,30 @@ Einknicken der Ausgangsspannung zu erkennen. Dies lässt sich durch die Versorgu
 des Verstärkers erklären, welche bei ca. $\SI{\pm2.5}{\volt}$ liegt, wodurch die
 Ausgangsspannung begrenzt ist.
 
-In Zusammenfassung ist die Linearität des Schaltkreises mehr als Ausreichend, und
+In Zusammenfassung ist die Linearität des Schaltkreises mehr als ausreichend und
 für den gewünschten Eingangsstrom von $\SI{\pm1}{\nano\ampere}$ liegt ein komplett
 lineares Verhalten vor.
 
 \subsection{Bandbreite}
 \label{chap:v10_measurement_bandwidth} 
 
-In diesem Abschnitt wird die Bandbreite des Systems untersucht.
+Nun wird die Übertratungsfunktion der TIVs betrachtet.
-Hierbei wird sowohl die Bandbreite der TIV-Stufe ohne Filterung,
+Hierbei werden sowohl die Bandbreite der TIV-Stufe ohne Filterung,
-als auch die gesamte Bandbreite mit Filterung, vermessen.
+als auch die gesamte Bandbreite mit Filterung vermessen.
 
 Für einen Verstärker wie den TIV ist eine Übertragungsfunktion
 gewünscht, welche möglichst flach verläuft und erst ab einer 
 gewissen Grenzfrequenz dann möglichst steil abfällt.
 Der glatte Verlauf unterhalb der Grenzfrequenz erlaubt für eine
 verzerrungsfreie Übertragung eines Signals, während der steile 
-Abfall nach der Grenzfrequenz ungewünschte Signale heraus filtert.
+Abfall nach der Grenzfrequenz ungewünschte Signale herausfiltert.
 
 Die Übertragungsfunktionen werden mithilfe eines {\em Analog Discovery Pro 3} 
 Oszilloskop + Funktionsgenerator aufgenommen.
-Der Ausgang des Funktionsgenerators an eine Photodiodenbox angeschlossen,
+Der Ausgang des Funktionsgenerators wird an eine Photodiodenbox angeschlossen,
 welche die Ausgangsspannung des Generators auf einen Strom im Bereich von 
 0 bis $\SI{0.7}{\nano\ampere}$ umwandelt. Der Frequenzgang dieser Box ist hierbei 
-bis in die oberen $\SI{100}{\kilo\hertz}$ flach und konstant, und muss somit 
+bis in die oberen $\SI{100}{\kilo\hertz}$ flach und konstant und muss somit 
 nicht weiter beachtet werden. Der Ausgang der Photodioden-Box wird an den Eingang
 des TIVs angeschlossen. Der gefilterte und ungefilterte Ausgang des TIVs werden
 jeweils mit dem {\em Analog Discovery Pro 3} vermessen.
@@ -166,7 +166,7 @@ Die gemessenen
 Die Übertragungsfunktionen aller drei Platinen weisen akzeptables Verhalten
 auf, d.h. einen glatten Verlauf vor der Grenzfrequenz und einen 
 Abfall von ca. -20dB/Dekade. Lediglich die Grenzfrequenz des
-$\SI{120}{\mega\ohm}$ Schaltkreises ist relativ gering, und bietet somit
+$\SI{120}{\mega\ohm}$ Schaltkreises ist relativ gering und bietet somit
 wenig Spielraum für die nachfolgende Filterung.
 
 Ebenfalls von Interesse ist die Übertragungsfunktion des gefilterten Ausgangs.
@@ -178,7 +178,7 @@ dargestellt.
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth_ch2.png}
     \caption[Übertragungsfunktionen des gefilterten Ausgangs
-    der Platinen bei variiertem Rückkoppelwiderstand.]{
+    der Platinen bei variiertem Rückkoppelwiderstand]{
         \label{fig:v10_bandwidths_ch2}Übertragungsfunktionen des gefilterten Ausgangs
         der Platinen bei variiertem Rückkoppelwiderstand. Zu erkennen ist die Eckfrequenz
         des Filters bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$}
@@ -187,9 +187,9 @@ dargestellt.
 Die Auslegung der Filterstufe soll erst ab der Grenzfrequenz
 von $\SI{30}{\kilo\hertz}$ einen Abfall von -40dB/Dekate einbringen,
 wobei Frequenzen unterhalb der Grenzfrequenz nicht beeinflusst werden sollten.
-Diese Verhalten ist auch deutlich in der Messung zu erkennen. Die -3dB-Frequenzen
+Dieses Verhalten ist auch deutlich in der Messung zu erkennen. Die -3dB-Frequenzen
 der gefilterten Ausgänge sind in Tabelle \ref{table:v10_bandwidth_filters} aufgelistet.
-Wie bereits theorisiert ist die Bandbreite der $\SI{120}{\mega\ohm}$-Variante zu gering
+Wie bereits theorisiert, ist die Bandbreite der $\SI{120}{\mega\ohm}$-Variante zu gering
 für die vollen $\SI{30}{\kilo\hertz}$. Die anderen beiden Varianten besitzen
 genug Bandbreite.
 
@@ -215,7 +215,7 @@ Die Eckfrequenz des Filters sowie der -40dB/Dekade-Abfall ist deutlich zu erkenn
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth_filter_compare.png}
     \caption[Vergleich der Übertragungsfunktion
-        des gefilterten und ungefilterten Ausangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.]{
+        des gefilterten und ungefilterten Ausangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs]{
         \label{fig:v10_bandwidth_filter_compare}Vergleich der Übertragungsfunktion
         des gefilterten und ungefilterten Ausangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.
         Die Filterung ist deutlich ab $\SI{30}{\kilo\hertz}$ zu erkennen, mit
@@ -228,7 +228,9 @@ Die Eckfrequenz des Filters sowie der -40dB/Dekade-Abfall ist deutlich zu erkenn
 \subsubsection{Einfluss der Abschirmung}
 \label{chap:measurements_v10_shielding}
 
-In diesem Abschnitt wird der Einfluss der Abschirmung genauer untersucht.
+Ein relevantes Element des Schaltungsdesigns ist die Abschirmung, welche
+zum Ausgleich der parasitären Kapazitäten ausgelegt wurde.
+Der konkrete Effekt dieser Abschirmung wird nun betrachtet.
 Um diesen zu messen, werden die Abschirmungselektroden durch Änderung
 des Widerstandsteilers auf zu hohe/zu niedrige Spannungen 
 im Vergleich zum Sollwert gelegt.
@@ -258,7 +260,7 @@ gewünscht.
 
 Die flachste, und somit am besten geeignetste, Übertragungsfunktion ergibt
 sich mit einer leicht zu hohen Filterspannung, zwischen x1 und x1.1.
-Dies lässt sich leicht mit der E24-Serie von Widerständen erreichen, und benötigt
+Dies lässt sich leicht mit der E24-Serie von Widerständen erreichen und benötigt
 somit keine teureren Widerstände zur Einstellung der Abschirmung.
 
 Hieraus kann geschlossen werden, dass die Abschirmungen einen merklichen und wichtigen Einfluss auf
@@ -269,8 +271,9 @@ notwendig für die Funktionalität des TIVs.
 
 \subsubsection{Messung ohne Abschirmung}
 
-In diesem Kapitel soll die Übertragungsfunktion der Variante
+Um zu bestätigen dass die Abschirmung notwendig ist, wird
-ohne Abschirmung vermessen werden.
+eine PCB-Variante ohne jegliche Abschirmungen angefertigt,
+und dessen Übertragungsfunktion sollte vermessen werden.
 Dies war jedoch nicht möglich, da die Platine keinen stabilen Ausgang
 besaß. Der Ausgangspegel des TIVs ohne Abschirmung der Rückkoppelwiderstände
 bildet eine Rechteckwelle aus, 
@@ -283,41 +286,41 @@ dargestellt.
 \begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/unshielded_47M.png}
-    \caption[Ausgangsspannung des TIV-Schaltkreises ohne Abschirmung.]{\label{fig:v10_unshielded_waveform}
+    \caption[Ausgangsspannung des TIV-Schaltkreises ohne Abschirmung]{\label{fig:v10_unshielded_waveform}
         Ausgangsspannung des TIV-Schaltkreises ohne Abschirmung.
         Deutlich zu erkennen ist die starke Oszillation der Ausgangsspannung,
         welche bis an die Spannungsgrenzen des Ausgangs geht.}
 \end{figure}
 
-Deutlich zu erkennen ist die oszilliernde Natur
+Die oszilliernde Natur
-der Spannung. Die Wellenform ist zu erklären durch den Einfluss parasitärer
+der Spannung ist deutlich zu erkennen. Die Wellenform ist durch den Einfluss parasitärer
-Erdungskapazitäten auf die hochohmigen Potentiale der Rückkoppelwiderstände.
+Erdungskapazitäten auf die hochohmigen Potentiale der Rückkoppelwiderstände zu erklären.
-Dies wurde bereits in Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations} theorisiert, und
+Dies wurde bereits in Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations} theorisiert und
 die Messungen in \ref{chap:measurements_v10_shielding} wiesen auch auf eine Instabilität
 bei zu kleiner Abschirmung hin.
-Die Instabilität bei keiner Abschirmung ist somit erwartet, und weißt zusätzlich darauf hin
+Die Instabilität bei keiner Abschirmung ist somit erwartet und weißt zusätzlich darauf hin,
 dass die bestehende Abschirmungsgeometrie ausreichend ist um diese Instabilität zu vermeiden.
 Eine Operation gänzlich ohne Abschirmungselektroden ist nicht möglich.
 
-\FloatBarrier
+\clearpage
-\newpage
 
 \subsection{Rauschen}
 \label{chap:v10_measurement_noise}
 
-In diesem Abschnitt wird das Rauschen des Schaltkreises genauer untersucht.
+Das Rauschverhalten ist relevant für die Signalqualität und somit für die
-Das Rauschverhalten ist relevant für die Signalqualität, und somit für die
+Detektionsgrenzen, welche erreicht werden können. Aus diesem Grund wird dieses
-Detektionsgrenzen, welche erreicht werden können. Generell sind niedrigere 
+nun genauer vermessen.
+Generell sind niedrigere 
 Rauschwerte besser, wobei auch die Verteilung der Rauschenergie relevant ist,
 d.h. ob es gewisse Frequenzen mit Spitzen oder Frequenbereiche mit erhöhtem 
 oder niedrigerem Rauschen gibt.
 
-Um das Rauschen der Platinen auf zu nehmen, wird der Eingang des TIVs
+Um das Rauschen der Platinen aufzunehmen, wird der Eingang des TIVs
 mit einer Abschirmkappe abgedeckt. Zusätzlich wird der Aufbau in ein Metallgehäuse
 eingebaut, um äußere Störsignale zu verringern.
 Es wird für jede Platine das FFT-Spektrum von 
 $\SI{500}{\hertz}$ bis $\SI{1}{\mega\hertz}$ aufgenommen, wobei jeweils 1000 Spektren
-summiert und der Durchschnitt berechnet wird, um die durchschnittliche Verteilung
+genutzt werden, um die durchschnittliche Verteilung
 des Rauschens zu berechnen. Die aufgenommenen Spektren sind in 
 Abbildung \ref{fig:v10_noises_ch1} dargestellt.
 
@@ -326,7 +329,7 @@ Abbildung \ref{fig:v10_noises_ch1} dargestellt.
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/noises.png}
     \caption[Durchschnittliches Rauschspektrum
         des ungefilterten Ausgangs
-        der drei Platinen.]{\label{fig:v10_noises_ch1}Durchschnittliches Rauschspektrum
+        der drei Platinen]{\label{fig:v10_noises_ch1}Durchschnittliches Rauschspektrum
         des ungefilterten Ausgangs
         der drei Platinen bei abgeschirmtem, offenem Eingang.
         Die gleichmäßige Verteilung des Rauschens ist sichtbar.}
@@ -336,10 +339,10 @@ Deutlich zu erkennen ist die Abhängigkeit des Rauschens von der Widerstands-Gr
 welches der Vorhersage aus Kapitel \ref{chap:r_noise} entspricht.
 Das Rauschen ist bei allen drei Platinen relativ gleichmäßig 
 verteilt, mit einer flachen Spitze bei ca. $\SI{30}{\kilo\hertz}$.
-Es sind keine Frequenz-Spitzen zu erkennen, und keine Resonanzen.
+Es sind keine Frequenz-Spitzen und keine Resonanzen zu erkennen.
 
 Zusätzlich wird das Verhalten der Filter-Stufe auf das Rauschen
-betrachtet. Es wird mithilfe des selben Messaufbaus das Rauschen 
+betrachtet. Mithilfe des selben Messaufbaus wird das Rauschen 
 des gefilterten Ausgangs aufgenommen und aufgezeichnet. Abbildung 
 \ref{fig:v10_noises_ch2} zeigt die aufgenommenen Spektren.