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@ -475,18 +475,21 @@ Abbildung \ref{fig:r_series_para_sim} zeigt die verwendete Schaltung auf; die Er
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in Abbildung \ref{fig:r_series_para_results} aufgezeigt. Varriert wird hierbei die Größe der einzelnen
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Kapazitäten zur Erde hin.
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\begin{figure}[hbt!]
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\begin{figure}[hb!]
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\centering
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\includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/r_series/series_noshield.png}
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\caption{\label{fig:r_series_para_sim}Aufbau der Simulation zur
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Analyse des Effektes der parasitären Kapazitäten auf eine Widerstands-Serienschaltung.}
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\end{figure}
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\begin{figure}[hbt!]
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\begin{figure}[hb!]
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\centering
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\includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Rf_series_noshield.png}
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\caption{\label{fig:r_series_para_results}Ergebnisse der Simulation des
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Einflusses der parasitären Erdkapazität.}
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\caption[Ergebnisse der Simulation des
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Einflusses der parasitären Erdkapazität]{\label{fig:r_series_para_results}Ergebnisse der Simulation des
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Einflusses der parasitären Erdkapazität. Zu erkennen ist die starke Überhöhung der
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Übertragungsfunktion des TIVs, verursacht durch eine zu hohe Erdkapazität im
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Rückkoppelpfad.}
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\end{figure}
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Deutlich zu erkennen ist eine starke Überhöhung der Bandbreite der Schaltung bei steigenden
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@ -495,20 +498,6 @@ Kapazität zur Erde ist somit notwendig zum Erhalt der Stabilität bei Nutzung e
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von Widerständen.
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\begin{figure}[hbt!]
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\centering
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\includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/r_series/series_shielded.png}
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\caption{\label{fig:r_series_para_comp_sim}Aufbau der Simulation zur
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Analyse des Effektes der Schirmungskapazitäten auf eine Widerstands-Serienschaltung}
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\end{figure}
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\begin{figure}[hbt!]
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\centering
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\includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Rf_series_shielded.png}
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\caption{\label{fig:r_series_para_comp_results}Ergebnisse der Simulation
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zur Analyse der Auswirkungen der Abschirmkapazitäten.}
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\end{figure}
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Hierfür können die im vorherigen Teil beschriebenen Abschirmungselektroden genutzt werden.
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Werden diese Elektroden über einen Widerstandsteiler auf die gleichen Potentiale wie die hochimpedanten
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Widerstandszweige gelegt, so fließt kein Strom durch die parasitären Kapazitäten zur Abschirmung, und
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@ -517,6 +506,28 @@ Dies wird über eine weitere Simulation (Abbildung \ref{fig:r_series_para_comp_s
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Abbildung \ref{fig:r_series_para_comp_results} zeigt die berechneten Bandbreiten bei variierter
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Kapazität auf. Deutlich zu erkennen ist eine wesentlich flachere Bandbreite bei größerer
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Abschirmkapazität, und eine Verminderung bis hin zur kompletten Vermeidung einer Überhöhung.
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Es ist zu vermuten dass eine zu hohe Abschirmkapazität auch Rauschen in die Schaltung mit
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ein bringt, weshalb die Kapazität der Schirmung passend ausgelegt werden muss. Dies ist
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jedoch in einer Simulation schwer zu erreichen.
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\begin{figure}[hbt!]
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\centering
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\includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/r_series/series_shielded.png}
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\caption{\label{fig:r_series_para_comp_sim}Aufbau der Simulation zur
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Analyse des Effektes der Schirmungskapazitäten auf eine Widerstands-Serienschaltung.}
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\end{figure}
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\begin{figure}[hbt!]
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\centering
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\includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Rf_series_shielded.png}
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||||
\caption[Ergebnisse der Simulation
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zur Analyse der Auswirkungen der Abschirmkapazitäten.]{
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\label{fig:r_series_para_comp_results}Ergebnisse der Simulation
|
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zur Analyse der Auswirkungen der Abschirmkapazitäten. Zu erkennnen
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ist, dass eine zu kleine Abschirmung der Erdkapazität nicht entgegen wirken
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kann. Eine höhere Abschirmkapazität scheint die Bandbreite stabiler zu halten.}
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\end{figure}
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\FloatBarrier
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@ -552,7 +563,7 @@ der Schaltung gewählt.
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\begin{figure}[h]
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\centering
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\includegraphics[width=0.6\linewidth]{entwicklung/opamp/opamp_gbwp.png}
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||||
\caption{\label{fig:opamp_gbwp_circuit}LTSpice-Schaltkreis zur Simulation der OpAmp-Transferfunktion}
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\caption{\label{fig:opamp_gbwp_circuit}LTSpice-Schaltkreis zur Simulation der OpAmp-Transferfunktion.}
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\end{figure}
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Die Stromquelle I1 wird als Stimulus-Eingang genutzt,
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@ -563,18 +574,40 @@ der in Kapitel \ref{chap:r_para_calculations} berechneten Kapazitäten gesetzt.
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Gemessen wird die Ausgangsspannung des Verstärkers U1.
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In einem ersten Versuch wird die Eingangsfrequenz von $\SI{1}{\hertz}$
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bis $\SI{1}{\mega\hertz}$ varriiert, und die Ausgangsamplitude vermessen.
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bis $\SI{1}{\mega\hertz}$ varriiert und die Ausgangsamplitude vermessen.
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Verschiedene Kurven bei verändertem GBWP werden aufgezeichnet.
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Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_results} zeigt die Ergebnisse dieser Simulation auf.
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\begin{figure}[h]
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\begin{figure}[hb]
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\centering
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||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/DesignEstimate/OpAmp_GBWP_Sweep.png}
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||||
\caption{\label{fig:opamp_gbwp_results}Darstellung der Auswirkung eines variierten OpAmp GBWP
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auf die Bandbreite und stabilität der simulierten TIV-Schaltung.}
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\caption[Darstellung der Auswirkung eines variierten OpAmp GBWP
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||||
auf die Bandbreite und stabilität der simulierten TIV-Schaltung]{\label{fig:opamp_gbwp_results}
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Darstellung der Auswirkung eines variierten OpAmp GBWP
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auf die Bandbreite und stabilität der simulierten TIV-Schaltung.
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Zu erkennen ist der Einfluss des GBWP auf sowohl die Bandbreite
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als auch die Stabilität des Verstärkers, wobei
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zu kleine GBWP-Werte instabiler werden.}
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\end{figure}
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\begin{table}[h]
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\FloatBarrier
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Deutlich zu erkennen ist die Limitierung der Bandbreite durch den OpAmp. Bei einem GBWP
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||||
von $\SI{1}{\mega\hertz}$ ist die Bandbreite des Gesamtsystems auf circa
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||||
$\SI{6}{\kilo\hertz}$ begrenzt, bei $\SI{100}{\mega\hertz}$ auf etwa
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||||
$\SI{56}{\kilo\hertz}$.
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||||
Ebenfalls zu erkennen ist einer Überhöhung der Transferfunktion in den Fällen, in welchen
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||||
die Bandbreite durch den OpAmp limitiert wird. Diese Überhöhung lässt auf eine Resonanz schließen,
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||||
welche somit die Stabilität des Systems beeinflusst.
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||||
Eine solche Überhöhung muss vermieden werden, um Oszillationen sowie übermäßiges Rauschen zu vermeiden.
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||||
Ab dem $\SI{1}{\giga\hertz}$ GBWP-OpAmp ist keine solche Überhöhung zu sehen,
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||||
die Bandbreite ist hier überwiegend durch den Rückkoppelwiderstand begrenzt, und das System ist stabil.
|
||||
Die Reduktion der -3dB-Bandbreite, welche in Tabelle \ref{table:opamp_gbwp_results} ab
|
||||
$\SI{316.22}{\mega\hertz}$ zu sehen ist, ist durch die Resonanz zu erklären.
|
||||
Diese zieht die Transferfunktion nach oben und verschärft den Abfall, wodurch die -3dB-Frequenz
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||||
nach oben gezogen wird.
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\begin{table}[hb]
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\centering
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\caption{\label{table:opamp_gbwp_results}Aus der Simulation bestimmte Bandbreiten der OpAmps bei variiertem GBWP}
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\begin{tabular}{ |r|r|r| }
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@ -593,27 +626,13 @@ Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_results} zeigt die Ergebnisse dieser Simulation au
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\hline
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||||
\end{tabular}
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\end{table}
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\FloatBarrier
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Deutlich zu erkennen ist die Limitierung der Bandbreite durch den OpAmp. Bei einem GBWP
|
||||
von $\SI{1}{\mega\hertz}$ ist die Bandbreite des Gesamtsystems auf circa
|
||||
$\SI{6}{\kilo\hertz}$ begrenzt, bei $\SI{100}{\mega\hertz}$ auf etwa
|
||||
$\SI{56}{\kilo\hertz}$.
|
||||
Ebenfalls zu erkennen ist einer Überhöhung der Transferfunktion in den Fällen, in welchen
|
||||
die Bandbreite durch den OpAmp limitiert wird. Diese Überhöhung lässt auf eine Resonanz schließen,
|
||||
welche somit die Stabilität des Systems beeinflusst.
|
||||
Eine solche Überhöhung muss vermieden werden, um Oszillationen sowie übermäßiges Rauschen zu vermeiden.
|
||||
Ab dem $\SI{1}{\giga\hertz}$ GBWP-OpAmp ist keine solche Überhöhung zu sehen,
|
||||
die Bandbreite ist hier überwiegend durch den Rückkoppelwiderstand begrenzt, und das System ist stabil.
|
||||
Die Reduktion der -3dB-Bandbreite, welche in Tabelle \ref{table:opamp_gbwp_results} ab
|
||||
$\SI{316.22}{\mega\hertz}$ zu sehen ist, ist durch die Resonanz zu erklären.
|
||||
Diese zieht die Transferfunktion nach oben und verschärft den Abfall, wodurch die -3dB-Frequenz
|
||||
nach oben gezogen wird.
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||||
Zur Erfassung der benötigten offenen Verstärkung des OpAmp wird die LTSpice Simulation aus
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Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_circuit} erneut genutzt. Nun wird jedoch nicht das GBWP des OpAmp
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variiert, sondern die offene Verstärkung.
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variiert, sondern die offene Verstärkung. Abbildung \ref{fig:opamp_aol_sweep_2}
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zeigt die Simulationsergebnisse auf.
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\begin{figure}
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\begin{figure}[hb]
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\centering
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\includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Aol_Sweep.png}
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||||
\caption{\label{fig:opamp_aol_sweep_2}Darstellung des Einflusses der offenen Verstärkung
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@ -622,7 +641,7 @@ variiert, sondern die offene Verstärkung.
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zu erkennen.}
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\end{figure}
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||||
Abbildung \ref{fig:opamp_aol_sweep_2} zeigt die Ergebnisse der Simulation auf. Wie beim GBWP
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Wie beim GBWP
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ist hier ein starker Einfluss auf die Bandbreite zu erkennen, wenn die offene Verstärkung
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zu gering gewählt ist. So bricht die Bandbreite bereits ab einer Verstärkung von unter 10 000
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ein.
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@ -633,24 +652,35 @@ selbst muss beachtet werden.
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\FloatBarrier
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\begin{figure}[h]
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\centering
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\includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Cin_Sweep.png}
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||||
\caption{\label{fig:opamp_gbwp_variation_result_1}Ergebnisse der Simulation eines idealen
|
||||
OpAmp mit variierter Eingangskapazität $C_\mathrm{in}$.}
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||||
\end{figure}
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||||
\begin{figure}[h]
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||||
\centering
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||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Cfp_Sweep.png}
|
||||
\caption{\label{fig:opamp_gbwp_variation_result_2}Ergebnisse der Simulation eines idealen
|
||||
OpAmp mit variierter parasitärer Widerstandskapazität $C_\mathrm{1}$.}
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||||
\end{figure}
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||||
Um sicher zu stellen dass die Stabilität der Schaltung auch bei variierenden parasitären Effekten gegeben ist,
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werden Simulationen mit variablem C1 und Cin (siehe Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_circuit}) durchgeführt.
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Die Ergebnisse hiervon sind in Abbildungen \ref{fig:opamp_gbwp_variation_result_1} und
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\ref{fig:opamp_gbwp_variation_result_2} dargestellt.
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||||
\begin{figure}[hb]
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||||
\centering
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||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Cin_Sweep.png}
|
||||
\caption[Ergebnisse der Simulation eines idealen
|
||||
OpAmp mit variierter Eingangskapazität]{
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||||
\label{fig:opamp_gbwp_variation_result_1}Ergebnisse der Simulation eines idealen
|
||||
OpAmp mit variierter Eingangskapazität $C_\mathrm{in}$. Zu erkennen
|
||||
ist eine Limitierung der Bandbreite sowie steigende
|
||||
Überhöhung der Übertragungsfunktion bei größerer
|
||||
Kapazität.
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}
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||||
\end{figure}
|
||||
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||||
\begin{figure}[hb]
|
||||
\centering
|
||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Cfp_Sweep.png}
|
||||
\caption[Ergebnisse der Simulation eines idealen
|
||||
OpAmp mit variierter parasitärer Widerstandskapazität.]{
|
||||
\label{fig:opamp_gbwp_variation_result_2}Ergebnisse der Simulation eines idealen
|
||||
OpAmp mit variierter parasitärer Widerstandskapazität $C_\mathrm{1}$.
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||||
Zu erkennen ist die Verringerung der Bandbreite bei steigender
|
||||
Kapazität.}
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||||
\end{figure}
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||||
Zu erkennen ist, dass die Rückkoppelkapazitäten $C_1$ keinen Einfluss auf die Stabilität haben, und lediglich die Bandbreite
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begrenzen, wie bereits in Kapitel \ref{chap:basics_parasitics} beschrieben wurde.
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||||
Die Eingangskapazität $C_\mathrm{in}$ jedoch schein äquivalent zu einer variation des GBWP zu sein, wobei eine größere Kapazität
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@ -707,6 +737,8 @@ Hierfür werden zwei Möglichkeiten hinzu gezogen:
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Systems über alle OpAmps geschaltet ist.
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Nachteilhaft ist hierbei die komplexere Schaltung, und dass Stabilität
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durch vorsichtiges Balancieren der Stufen eingestellt werden muss.
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Ein beispielhafter Schaltkreis ist in Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_increase_schematics}
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||||
dargestellt.
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\end{itemize}
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Da für den hier betrachteten Anwendungsfall die Präzision von höherer Relevanz ist,
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@ -718,11 +750,12 @@ untersuchen zu können.
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\label{chap:opamp_cascade_explained}
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\begin{figure}[h]
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||||
\begin{figure}[hb]
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||||
\centering
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||||
\includegraphics[scale=0.2]{grundlagen/CascadeOpAmp.drawio.png}
|
||||
\caption{\label{fig:opamp_gbwp_increase_schematics}Beispielhafte Schaltungen zur Erhöhung
|
||||
des OpAmp GBWP.}
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||||
\caption[Beispielhafte Schaltungen zur Erhöhung
|
||||
des OpAmp GBWP.]{\label{fig:opamp_gbwp_increase_schematics}Beispielhafte Schaltungen zur Erhöhung
|
||||
des OpAmp GBWP durch Kaskadierung mehrerer OpAmps.}
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||||
\end{figure}
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||||
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||||
Die Arbeitsweise dieser Verschaltung ist wie folgt:
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@ -755,7 +788,10 @@ um direkt in einer Stufe eine Verstärkung von $\SI{1}{\giga\ohm}$ zu erreichen.
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Mithilfe
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einer LTSpice-Simulation wird nun untersucht, ob eine solche kaskadierte Verschaltung
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zu einer nutzbaren Gesamtverstärkung führen kann. Der Aufbau der LTSpice-Simulation
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ist in Abbildung \ref{fig:opamp_cascade_ltspice} dargestellt.
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||||
ist in Abbildung \ref{fig:opamp_cascade_ltspice} dargestellt, während
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die Ergebnisse der Simulation in Abbildung \ref{fig:opamp_analysis_stage_sweep}
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visualisiert sind. In der Simulation wird die Verstärkung der zweiten
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Stufe durch setzen der Widerstände variiert.
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||||
\begin{figure}[h]
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||||
\centering
|
||||
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@ -767,16 +803,17 @@ ist in Abbildung \ref{fig:opamp_cascade_ltspice} dargestellt.
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|||
\begin{figure}[h]
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||||
\centering
|
||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/DesignEstimate/OpAmp_Stages_Sweep.png}
|
||||
\caption{\label{fig:opamp_analysis_stage_sweep}
|
||||
\caption[Ergebnis der Simulation einer OpAmp-Kaskadenschaltung]{
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||||
\label{fig:opamp_analysis_stage_sweep}
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||||
Ergebnis der LTSpice-Simulation einer kaskadierten OpAmp Verschaltung, mit
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||||
variierter Verteilung der Verstärkung zwischen erster und zweiter Stufe.
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||||
Legendenangabe gibt die Verstärkung der zweiten Stufe an. Geasmtverstärkung
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||||
$\SI{1}{\giga\ohm}$.}
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||||
$\SI{1}{\giga\ohm}$. Zu erkennen ist eine Variation von sowohl der Bandbreite
|
||||
als auch der Stabilität, wobei eine kleinere Verstärkung in der zweiten
|
||||
Stufe die Bandbreite zu limitieren scheint.}
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||||
\end{figure}
|
||||
|
||||
Abbildung \ref{fig:opamp_analysis_stage_sweep} zeigt die Ergebnisse der LTSpice-Simulation auf.
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||||
Hierbei wird die verteilung der Verstärkung zwischen den beiden Stufen variiert, um den
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||||
Einfluss dieser Verteilung charakterisieren zu können. Deutlich zu erkennen sind zwei Effekte.
|
||||
Deutlich zu erkennen sind zwei Effekte.
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||||
Bei zu geringer Verstärkung in der zweiten Stufe (und somit zu hoher Verstärkung in der ersten)
|
||||
ist die Bandbreite durch den ersten OpAmp limitiert. Bei zu hoher Verstärkung in der zweiten Stufe
|
||||
scheint eine Instabilität auf zu treten. Es scheint jedoch einen nutzbaren Bereich zu geben,
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||||
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@ -810,7 +847,7 @@ Hierbei wird die in Abbildung \ref{fig:opamp_vin_noise_schematic} dargestellte S
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|||
Als OpAmp wird dabei der LTC6268-10 gewählt. Dies ist ein kommerziell erhältlicher OpAmp mit
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||||
genügend GBWP und kleinen Eingangsleckströmen, um als TIV nutzbar zu sein.
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||||
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||||
\begin{figure}[h]
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||||
\begin{figure}[hb]
|
||||
\centering
|
||||
\includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/opamp/opamp_ltspice_noise.jpg}
|
||||
\caption{\label{fig:opamp_vin_noise_schematic}Schaltkreis der LTSpice-Simulation zur
|
||||
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@ -823,12 +860,15 @@ wird durch $R_\mathrm{f}$ dividiert, um den Eingangsstrom zu erhalten. Hierdurch
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|||
Simulationswerte besser vergleichen. Die Ergebnisse sind in Abbildungen \ref{fig:opamp_vin_noise_rf}
|
||||
und \ref{fig:opamp_vin_noise_cin} dargestellt.
|
||||
|
||||
\begin{figure}
|
||||
\begin{figure}[hb]
|
||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_LTC_Rf_Sweep_Noise.png}
|
||||
\caption{\label{fig:opamp_vin_noise_rf}Rauschen in Abhängigkeit von $R_\mathrm{f}$}
|
||||
\caption[Rauschen in Abhängigkeit von $R_\mathrm{f}$]{
|
||||
\label{fig:opamp_vin_noise_rf}Rauschen in Abhängigkeit von $R_\mathrm{f}$.
|
||||
Zu erkennen ist die Abhängigkeit der gesamten Rauschamplitude
|
||||
vom Widerstand.}
|
||||
\end{figure}
|
||||
|
||||
\begin{figure}
|
||||
\begin{figure}[hb]
|
||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_LTC_Cin_Sweep_Noise.png}
|
||||
\caption{\label{fig:opamp_vin_noise_cin}Rauschen in Abhängigkeit von $C_\mathrm{in}$}
|
||||
\end{figure}
|
||||
|
|
|
|||
|
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@ -54,15 +54,15 @@ Da die Abschirmung sowie die Reihenschaltung der Rückkoppelwiderstände der
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|||
vorherigen Version beide als Funktionsfähig befunden wurden, wird an diesem Teilen
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||||
der Schaltung keine Änderung vorgenommen. Lediglich der OpAmp wird durch eine
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||||
kaskadierte Schaltung des {\em ADA4817 } ersetzt.
|
||||
Abbildung \ref{fig:v11_tia_schematic} zeigt den geänderten Schaltkreis auf.
|
||||
|
||||
\begin{figure}[h]
|
||||
\begin{figure}[hb]
|
||||
\centering
|
||||
\includegraphics[width=0.9\textwidth]{Auslegung/v1.1/tia_stage.png}
|
||||
\caption{\label{fig:v11_tia_schematic}Schaltkreis der zweiten Revision des
|
||||
Verstärkerteils des TIVs.}
|
||||
\end{figure}
|
||||
|
||||
Abbildung \ref{fig:v11_tia_schematic} zeigt den geänderten Schaltkreis auf.
|
||||
Hierbei sind U2B und U2A die zwei ADA4817-OpAmps der kaskadierten Verschaltung.
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||||
Widerstände R33 und R34 setzten hierbei die Verstärkung von U2A fest.
|
||||
U2B übernimmt den Rest der Verstärkung, wobei die Gesamtverstärkung nur durch
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||||
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@ -84,18 +84,18 @@ Die Rückkoppelwiderstände und Abschirmwiderstände (R19 bis 13, R15 bis 18, R2
|
|||
plus die anpassenden Spannungsteiler (R24, R14, R19) sind unverändert vom
|
||||
ersten Schaltungsdesign.
|
||||
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||||
\begin{figure}[h]
|
||||
Abbildung \ref{fig:v11_tia_pcb} zeigt die Auslegung des PCBs der zweiten Revision.
|
||||
Hierbei werden die vorherigen Konstruktionen für Rückkoppelpfad und Abschirmung der
|
||||
Widerstände bei behalten.
|
||||
Aus diesem Grund wird hierauf nicht mehr genauer eingegangen.
|
||||
|
||||
\begin{figure}[hb]
|
||||
\centering
|
||||
\includegraphics[width=0.7\textwidth]{Auslegung/v1.1/tia_pcb.png}
|
||||
\caption{\label{fig:v11_tia_pcb}Auslegung des PCBs der zweiten Revision
|
||||
des TIVs}
|
||||
\end{figure}
|
||||
|
||||
Abbildung \ref{fig:v11_tia_pcb} zeigt die Auslegung des PCBs der zweiten Revision.
|
||||
Hierbei werden die vorherigen Konstruktionen für Rückkoppelpfad und Abschirmung der
|
||||
Widerstände bei behalten.
|
||||
Aus diesem Grund wird hierauf nicht mehr genauer eingegangen.
|
||||
|
||||
Die Kaskadenschaltung der zwei Verstärker ist um U2 herum gelegt. U2 ist
|
||||
ein sog. {\em Dual Package OpAmp}, d.h. es liegen zwei unabhängige
|
||||
ADA4817 im selben Packet vor. Dies ermöglicht eine möglichst kleine Auslegung
|
||||
|
|
@ -106,12 +106,15 @@ Der Vollständigkeit halber zeigt Abbildung \ref{fig:v11_pcb_3d_image} ein 3D-Mo
|
|||
der zweiten Revision der Platine. Die restlichen Schaltungsteile wurden nicht modifiziert,
|
||||
weshalb auf diese hier nicht mehr eingegangen wird.
|
||||
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||||
\begin{figure}[h]
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\begin{figure}[hb]
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\centering
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\includegraphics[width=0.9\textwidth]{Auslegung/v1.1/pcb_3d.png}
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||||
\caption{\label{fig:v11_pcb_3d_image}3D-Modell der zweiten Revision des PCBs}
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||||
\end{figure}
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\FloatBarrier
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\newpage
|
||||
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\section{Vermessung der Revision}
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In diesem Kapitel wird die zweite Revision der Platine
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@ -130,7 +133,7 @@ Im Falle der neuen Schaltung liegt nun die erwartete stabile, statische Ausgangs
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bei $\SI{0}{\volt}$ mit einem akzeptablem Rauschen. Abbildung \ref{fig:v11_ims_noise} zeigt
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||||
das Spektrum des Rauschens dieser Variante.
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\begin{figure}[h]
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||||
\begin{figure}[hb]
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\centering
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||||
\missingfigure{Add figure of with-IMS noise}
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||||
\caption{\label{fig:v11_ims_noise}Rauschlevel der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante mit angeschlossenem IMS.}
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@ -139,39 +142,48 @@ das Spektrum des Rauschens dieser Variante.
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|||
Diese Messung bestätigt, dass diese Revision der Schaltung keine Oszillationen bei Anschluss einer IMS-Röhre
|
||||
aufweist. Der Fehler der ersten Revision wurde somit erfolgreich behoben.
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\FloatBarrier
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\subsection{Linearität}
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In diesem Abschnitt wird die Linearität der neuen Revision vermessen. Die Messung erfolgt hierbei mit den
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||||
gleichen Messgeräten wie in Kapitel \ref{chap:v10_measurement_linearity}, es wird jedoch durch die höhere
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||||
Versorgungsspannung des ADA4817 ein größerer Eingangsstrombereich von \todo{Measure this} vermessen.
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||||
Abbildung \ref{fig:v11_linearity} zeigt die vermessene Linearität an der
|
||||
$\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante.
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\begin{figure}[h]
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||||
\begin{figure}[hb]
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\centering
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||||
\missingfigure{Measure linearity of v11}
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||||
\caption{\label{fig:v11_linearity}Vermessung der Linearität der zweiten Revision,
|
||||
$\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante}
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||||
\end{figure}
|
||||
|
||||
Abbildung \ref{fig:v11_linearity} zeigt die vermessene Linearität an der
|
||||
$\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante. \todo{Fill this out after measurement}
|
||||
\todo{Fill this out after measurement}
|
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||||
\newpage
|
||||
\FloatBarrier
|
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||||
\subsection{Bandbreite}
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||||
In diesem Abschnitt werden die Übertragungsfunktionen und Bandbreiten der erstellten
|
||||
Platinen genauer untersucht.
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||||
Es wird hierfür dieselbe Methode wie aus Kapitel \ref{chap:v10_measurement_bandwidth}
|
||||
genutzt.
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||||
genutzt. Abbildung \ref{fig:v11_measurement_bandwidth} zeigt die gemessenen Übertragungsfunktionen
|
||||
der zweiten Platinenversion, wobei mehrere Platinen mit variiertem Rückkoppelwiderstand
|
||||
aufgebaut wurden.
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||||
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||||
\begin{figure}[h]
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||||
\begin{figure}[hb]
|
||||
\centering
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||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/bandwidths.png}
|
||||
\caption{\label{fig:v11_measurement_bandwidth}Messungen der Übertragungsfunktionen
|
||||
der Platinen der zweiten Revision.}
|
||||
\caption[Messungen der Übertragungsfunktionen
|
||||
der Platinen der zweiten Revision]{\label{fig:v11_measurement_bandwidth}
|
||||
Messungen der Übertragungsfunktionen
|
||||
der Platinen der zweiten Revision. Zu erkennen
|
||||
ist die Abhängigkeit der Bandbreite vom Rückkoppelwiderstand.}
|
||||
\end{figure}
|
||||
|
||||
Abbildung \ref{fig:v11_measurement_bandwidth} zeigt die gemessenen Übertragungsfunktionen
|
||||
der zweiten Platinenrevision.
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||||
Deutlich zu erkennen ist die gewünschte glatte Übertragungsfunktion bis hin zur Eckfrequenz.
|
||||
Hiernach fallen die Verstärkungen der Platinenvarianten jedoch unterschiedlich schnell ab.
|
||||
Alle Platinen bis auf die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante weisen einen Abfall von circa
|
||||
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@ -185,13 +197,13 @@ Diese Diskrepanzen stören das Verhalten der Übertragungsfunktion für die hier
|
|||
Zielparameter nicht, da die beobachteten Frequenzen gänzlich überhalb der Filter-Eckfrequenz
|
||||
von $\SI{30}{\kilo\hertz}$ liegen. Im Falle der $\SI{47}{\mega\ohm}$ ist der
|
||||
stärkere Abfall der Verstärkung sogar vorteilhaft.
|
||||
Eine Vermutung der Ursache dieser Resonanz ist der kaskadierte Aufbau des Verstärkers selbst.
|
||||
Die zweite Stufe des Verstärkers kann zu einer Phasenverschiebung führen, welches diverse
|
||||
Einflüsse auf den Frequenzverlauf der Verstärkung haben kann.
|
||||
Eine Vermutung der Ursache dieser Resonanz ist der kaskadierte Aufbau des Verstärkers selbst,
|
||||
wobei das GBWP der ersten oder zweiten Stufe zu einer leichten Überhöhung der Bandbreite
|
||||
führen kann.
|
||||
Aus der Messung der Übertragungsfunktionen können nun die -3dB-Punkte der Platinen
|
||||
entnommen werden. Diese sind in Tabelle \ref{table:v11_bandwidths} dargestellt.
|
||||
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||||
\todo[inline]{Check with our LTSpice simulation if we see these!}
|
||||
|
||||
\begin{table}[H]
|
||||
\begin{table}[hb]
|
||||
\centering
|
||||
\caption{\label{table:v11_bandwidths}-3dB-Frequenzen des ungefilterten
|
||||
TIV-Ausgangs der zweiten Revision}
|
||||
|
|
@ -207,27 +219,26 @@ Einflüsse auf den Frequenzverlauf der Verstärkung haben kann.
|
|||
\end{tabular}
|
||||
\end{table}
|
||||
|
||||
Tabelle \ref{table:v11_bandwidths} zeigt die -3dB-Frequenzen der gemessenen
|
||||
Übertragungsfunktionen. Im Vergleich zur ersten Revision
|
||||
Im Vergleich zur ersten Revision
|
||||
bieten die $\SI{20}{\mega\ohm}$ und $\SI{47}{\mega\ohm}$ varianten der Platinen
|
||||
eine höhere Bandbreite als die Platinen der ersten Revision, während die
|
||||
$\SI{120}{\mega\ohm}$ Variante eine niedrigere Bandbreite aufweist.
|
||||
Diese Diskrepanz liegt vermutlich ebenfalls am beobachteten Verhalten der Kaskadenschaltung, und
|
||||
ist erneut im Falle der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante von Vorteil.
|
||||
|
||||
\begin{figure}[h]
|
||||
\centering
|
||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/revision_compare_bandwidth.png}
|
||||
\caption{\label{fig:v11_comparison_bandwidth}Vergleich der Bandbreiten der
|
||||
$\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten von der alten und neuen Revision.}
|
||||
\end{figure}
|
||||
|
||||
Abbildung \ref{fig:v11_comparison_bandwidth} zeigt einen direkten Vergleich der
|
||||
Bandbreiten der TIV-Stufen der vorherigen und neuen Revison für
|
||||
die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante. Der steilere Abfall sowie die
|
||||
leicht höhere -3dB-Frequenz der zweiten Revision
|
||||
ist hierbei deutlich zu erkennen.
|
||||
|
||||
\begin{figure}[hbH]
|
||||
\centering
|
||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/revision_compare_bandwidth.png}
|
||||
\caption{\label{fig:v11_comparison_bandwidth}Vergleich der Bandbreiten der
|
||||
$\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten von der alten und neuen Revision.}
|
||||
\end{figure}
|
||||
|
||||
Da die Filterstufe zwischen den Revisionen nicht geändert wurde,
|
||||
da das Filterverhalten bereits als ausreichend empfunden wurde, wird hier nicht
|
||||
erneut darauf eingegangen.
|
||||
|
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|
|||
|
|
@ -57,15 +57,18 @@ Eigenschaften des Schaltkreises,
|
|||
da Widerstände generell keine Nichtlinearitäten bei DC aufweisen.
|
||||
Es wird ein Strombereich von $\SI{\pm2.6}{\nano\ampere}$
|
||||
Eingangsstrom in Schritten von $\SI{0.1}{\nano\ampere}$ vermessen.
|
||||
Abbildung \ref{fig:measurement_v1_linearity} zeigt das Ergebnis der Vermessung.
|
||||
|
||||
\begin{figure}[h]
|
||||
\begin{figure}[hb]
|
||||
\centering
|
||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/1G_47M_Linearity.png}
|
||||
\caption{\label{fig:measurement_v1_linearity}
|
||||
Messergebnisse der Linearitätsmessung.}
|
||||
\caption[Messergebnisse der Linearitätsmessung.]{\label{fig:measurement_v1_linearity}
|
||||
Messergebnisse der Linearitätsmessung des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.
|
||||
Es sind wie gewünscht keine merklichen Nichtlinearitäten zu erkennen.}
|
||||
\end{figure}
|
||||
|
||||
Abbildung \ref{fig:measurement_v1_linearity} zeigt das Ergebnis der Vermessung.
|
||||
\todo[inline]{Add linearity error measurement.}
|
||||
|
||||
Deutlich zu erkennen ist eine saubere, lineare Abhängigkeit der Ausgangsspannung
|
||||
vom Eingangsstrom ohne merkliche Abweichungen vom linearen Zusammenhang. Auch
|
||||
der Verstärkungsfaktor von $\SI{1}{\giga\ohm}$ wird präzise erreicht.
|
||||
|
|
@ -106,19 +109,20 @@ Durch Anlegen einer Sinus-Ausgangsspannung an die Dioden-Box und Vermessung
|
|||
der Amplitude und Phase des Sinus an den Ausgängen des TIVs kann berechnet werden,
|
||||
mit welcher Verstärkung bzw. Dämpfung die verschiedenen Frequenzen übertragen wurden.
|
||||
Hierbei werden Frequenzen im Bereich von $\SI{100}{\hertz}$ bis $\SI{500}{\kilo\hertz}$
|
||||
genutzt.
|
||||
|
||||
\begin{figure}[ht]
|
||||
\centering
|
||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth.png}
|
||||
\caption{\label{fig:v10_bandwidth}Bandbreiten des TIV-Teils der aufgebauten Varianten
|
||||
der ersten Platinenrevision, mit verschiedenen
|
||||
Rückkoppelwiderständen.}
|
||||
\end{figure}
|
||||
|
||||
Abbildung \ref{fig:v10_bandwidth} zeigt die aufgenommenen Bandbreiten
|
||||
genutzt. Abbildung \ref{fig:v10_bandwidth} zeigt die aufgenommenen Bandbreiten
|
||||
des abgeschirmten Schaltkreises mit verschiedenen
|
||||
Rückkoppelwiderständen.
|
||||
|
||||
\begin{figure}[hb]
|
||||
\centering
|
||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth.png}
|
||||
\caption[Messung der TIV Übertragungsfunktionen]{
|
||||
\label{fig:v10_bandwidth}Bandbreiten des TIV-Teils der aufgebauten Varianten
|
||||
der ersten Platinenrevision mit variierten
|
||||
Rückkoppelwiderständen. Zu erkennen ist die Abhängigkeit der Bandbreite
|
||||
vom Widerstand.}
|
||||
\end{figure}
|
||||
|
||||
Deutlich zu erkennen ist die Abhängigkeit der Bandbreite vom
|
||||
Rückkoppelwiderstand, wie in vorherigen Kapiteln dargelegt und berechnet wurde.
|
||||
Die tatsächliche Bandbreite ist hierbei wie erwartet geringer als die simulierten Werte
|
||||
|
|
@ -148,16 +152,18 @@ Abfall von ca. -20dB/Dekade. Lediglich die Grenzfrequenz des
|
|||
$\SI{120}{\mega\ohm}$ Schaltkreises ist relativ gering, und bietet somit
|
||||
wenig Spielraum für die nachfolgende Filterung.
|
||||
|
||||
\begin{figure}[ht]
|
||||
Ebenfalls von Interesse ist die Übertragungsfunktion des gefilterten Ausgangs.
|
||||
Dieser wird mit der bereits genutzten Messung vermessen.
|
||||
Die Ergebnisse dieser Messung sind in Abbildung \ref{fig:v10_bandwidths_ch2}
|
||||
dargestellt.
|
||||
|
||||
\begin{figure}[hb]
|
||||
\centering
|
||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth_ch2.png}
|
||||
\caption{\label{fig:v10_bandwidths_ch2}Übertragungsfunktionen des gefilterten Ausgangs
|
||||
der Platinen bei variiertem Rückkoppelwiderstand.}
|
||||
\end{figure}
|
||||
|
||||
|
||||
Abbildung \ref{fig:v10_bandwidths_ch2} zeigt die Messungen der gefilterten
|
||||
Ausgänge derselben Platinen.
|
||||
Die Auslegung der Filterstufe soll erst ab der Grenzfrequenz
|
||||
von $\SI{30}{\kilo\hertz}$ einen Abfall von -40dB/Dekate einbringen,
|
||||
wobei Frequenzen unterhalb der Grenzfrequenz nicht beeinflusst werden sollten.
|
||||
|
|
@ -181,18 +187,19 @@ genug Bandbreite.
|
|||
\end{tabular}
|
||||
\end{table}
|
||||
|
||||
|
||||
\begin{figure}[htb]
|
||||
\centering
|
||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth_filter_compare.png}
|
||||
\caption{\label{fig:v10_bandwidth_filter_compare}Vergleich der Übertragungsfunktion
|
||||
des gefilterten und ungefilterten Ausangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.}
|
||||
\end{figure}
|
||||
|
||||
Abbildung \ref{fig:v10_bandwidth_filter_compare} zeigt zum Vergleich
|
||||
die Bandbreiten des ungefilterten und gefilterten Ausgangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.
|
||||
Die Eckfrequenz des Filters sowie der -40dB/Dekade-Abfall ist deutlich zu erkennen.
|
||||
|
||||
\begin{figure}[hb]
|
||||
\centering
|
||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth_filter_compare.png}
|
||||
\caption[Vergleich der Übertragungsfunktion
|
||||
des gefilterten und ungefilterten Ausangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.]{
|
||||
\label{fig:v10_bandwidth_filter_compare}Vergleich der Übertragungsfunktion
|
||||
des gefilterten und ungefilterten Ausangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.}
|
||||
\end{figure}
|
||||
|
||||
\FloatBarrier
|
||||
\newpage
|
||||
|
||||
|
|
@ -204,16 +211,23 @@ Um diesen zu messen, werden die Abschirmungselektroden durch Änderung
|
|||
des Widerstandsteilers auf zu hohe/zu niedrige Spannungen
|
||||
im Vergleich zum Sollwert gelegt.
|
||||
Hiernach werden die Übertragungsfunktionen vermessen und ausgewertet.
|
||||
Abbildung \ref{fig:v10_compensation_comparison} zeigt die Übertragungsfunktionen
|
||||
in Abhängigkeit zum Verstärkungsfaktor der Abschirmung zur Signalspannung.
|
||||
|
||||
\begin{figure}[H]
|
||||
\FloatBarrier
|
||||
|
||||
\begin{figure}[hb]
|
||||
\centering
|
||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/compensation.png}
|
||||
\caption{\label{fig:v10_compensation_comparison}Übertragungsfunktionen
|
||||
des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs bei variierten Abschirmungselektrodenspannungen}
|
||||
\caption[Messung der Übertragungsfunktionen
|
||||
bei variierter Abschirmungsspannung]{
|
||||
\label{fig:v10_compensation_comparison}Übertragungsfunktionen
|
||||
des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs bei variierten Abschirmungselektrodenspannungen.
|
||||
Zu erkennen ist die starke Änderung der Übertragungsfunktion bei
|
||||
falsch angepasster Abschirmung.}
|
||||
\end{figure}
|
||||
|
||||
Abbildung \ref{fig:v10_compensation_comparison} zeigt die Übertragungsfunktionen
|
||||
bei variierten Abschirmungs-Spannungen. Deutlich zu erkennen ist ein starker Einfluss
|
||||
Deutlich zu erkennen ist ein starker Einfluss
|
||||
der Abschirmung auf die Verstärkungen selbst bei kleineren Frequenzen ab $\SI{500}{\hertz}$,
|
||||
wobei die Abschirmung den Frequenzgang sowohl anheben als auch absenken kann.
|
||||
So kann z.B. bei weiterer Anhebung des Frequenzganges
|
||||
|
|
@ -240,17 +254,18 @@ besaß. Der Ausgangspegel des TIVs ohne Abschirmung der Rückkoppelwiderstände
|
|||
bildet eine Rechteckwelle aus,
|
||||
welche zwischen dem maximalen und minimalen Pegel wechselt. Somit
|
||||
ist keine Bandbreitenmessung möglich, da die Eingangs-Sinus-Welle
|
||||
nie korrekt übertragen wird.
|
||||
nie korrekt übertragen wird. Die Messung dieses instabilen
|
||||
Ausgangssignals ist in Abbildung \ref{fig:v10_unshielded_waveform}
|
||||
dargestellt.
|
||||
|
||||
\begin{figure}[H]
|
||||
\begin{figure}[hb]
|
||||
\centering
|
||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/unshielded_47M.png}
|
||||
\caption{\label{fig:v10_unshielded_waveform}
|
||||
Ausgangsspannung des TIV-Schaltkreises ohne Abschirmung.}
|
||||
\end{figure}
|
||||
|
||||
Abbilding \ref{fig:v10_unshielded_waveform} zeigt die bereits
|
||||
genannte Ausgangs-Wellenform. Deutlich zu erkennen ist die oszilliernde Natur
|
||||
Deutlich zu erkennen ist die oszilliernde Natur
|
||||
der Spannung. Die Wellenform ist zu erklären durch den Einfluss parasitärer
|
||||
Erdungskapazitäten auf die hochohmigen Potentiale der Rückkoppelwiderstände.
|
||||
Dies wurde bereits in Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations} theorisiert, und
|
||||
|
|
@ -278,9 +293,10 @@ eingebaut, um äußere Störsignale zu verringern.
|
|||
Es wird für jede Platine das FFT-Spektrum von
|
||||
$\SI{500}{\hertz}$ bis $\SI{1}{\mega\hertz}$ aufgenommen, wobei jeweils 1000 Spektren
|
||||
summiert und der Durchschnitt berechnet wird, um die durchschnittliche Verteilung
|
||||
des Rauschens zu berechnen.
|
||||
des Rauschens zu berechnen. Die aufgenommenen Spektren sind in
|
||||
Abbildung \ref{fig:v10_noises_ch1} dargestellt.
|
||||
|
||||
\begin{figure}[H]
|
||||
\begin{figure}[hbH]
|
||||
\centering
|
||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/noises.png}
|
||||
\caption{\label{fig:v10_noises_ch1}Durchschnittliches Rauschspektrum
|
||||
|
|
@ -288,7 +304,6 @@ des Rauschens zu berechnen.
|
|||
der drei Platinen.}
|
||||
\end{figure}
|
||||
|
||||
Abbildung \ref{fig:v10_noises_ch1} zeigt die Rausch-Spektren der drei Platinen.
|
||||
Deutlich zu erkennen ist die Abhängigkeit des Rauschens von der Widerstands-Größe,
|
||||
welches der Vorhersage aus Kapitel \ref{chap:r_noise} entspricht.
|
||||
Das Rauschen ist bei allen drei Platinen relativ gleichmäßig
|
||||
|
|
@ -297,9 +312,10 @@ Es sind keine Frequenz-Spitzen zu erkennen, und keine Resonanzen.
|
|||
|
||||
Zusätzlich wird das Verhalten der Filter-Stufe auf das Rauschen
|
||||
betrachtet. Es wird mithilfe des selben Messaufbaus das Rauschen
|
||||
des gefilterten Ausgangs aufgenommen und aufgezeichnet.
|
||||
des gefilterten Ausgangs aufgenommen und aufgezeichnet. Abbildung
|
||||
\ref{fig:v10_noises_ch2} zeigt die aufgenommenen Spektren.
|
||||
|
||||
\begin{figure}[h]
|
||||
\begin{figure}[hb]
|
||||
\centering
|
||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/noises_ch2.png}
|
||||
\caption{\label{fig:v10_noises_ch2}Durchschnittliches Rauschspektrum
|
||||
|
|
@ -307,7 +323,6 @@ des gefilterten Ausgangs aufgenommen und aufgezeichnet.
|
|||
der drei Platinen.}
|
||||
\end{figure}
|
||||
|
||||
Abbildung \ref{fig:v10_noises_ch2} zeigt die Rauschspektren der gefilterten Ausgänge.
|
||||
Deutlich zu erkennen ist eine starke Reduktion des Rauschens ab der $\SI{30}{\kilo\hertz}$
|
||||
Grenzfrequenz des Filters, welches das gewünschte Verhalten ist. Der Filter reduziert
|
||||
somit effektiv das Rauschen des TIV Ausgangs.
|
||||
|
|
@ -317,7 +332,7 @@ Filterung gemessen, und ist in Tabelle \ref{table:v10_noise_table} aufgelistet.
|
|||
Deutlich zu erkennen ist das niedrigere Rauschniveau der Varianten mit größeren
|
||||
Widerständen, sowie die effektivität der Filterung des Ausganges.
|
||||
|
||||
\begin{table}[H]
|
||||
\begin{table}[hb]
|
||||
\centering
|
||||
\caption{\label{table:v10_noise_table}AC-RMS-Spannungen des Rauschens der Platinen}
|
||||
\begin{tabular}{ |r|r|r|r| }
|
||||
|
|
@ -352,17 +367,19 @@ Beim Verbinden des bestehenden TIVs an eine IMS-Röhre mit Faraday-Elektrode
|
|||
entsteht eine Störung: Der Ausgang des TIVs wird instabil, wobei eine
|
||||
Rechteckwelle mit variabler Frequenz anstelle eines gefilterten und gleichmäßigen
|
||||
Signals ausgegeben wird.
|
||||
Abbildung \ref{fig:measurement_v10_ims_instability} zeigt die Ausgangsspannung bei
|
||||
angeschlossener IMS-Röhre auf.
|
||||
|
||||
\begin{figure}[htb]
|
||||
\begin{figure}[hb]
|
||||
\centering
|
||||
\includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.0-a1/Instability.png}
|
||||
\caption{\label{fig:measurement_v10_ims_instability}Ausgangsspannung des
|
||||
\caption[Ausgangsspannung des
|
||||
TIVs bei angeschlossener IMS-Röhre]{
|
||||
\label{fig:measurement_v10_ims_instability}Ausgangsspannung des
|
||||
TIVs bei angeschlossener IMS-Röhre, mit deutlich zu erkennender
|
||||
Instabilität der Messung.}
|
||||
\end{figure}
|
||||
|
||||
Abbildung \ref{fig:measurement_v10_ims_instability} zeigt die Ausgangsspannung bei
|
||||
angeschlossener IMS-Röhre auf.
|
||||
Zu erwarten ist eine stabile, statische Ausgangsspannung, da keine Ionen auf die Röhre
|
||||
gegeben werden. Die gemessene Ausgangsspannung jedoch zeigt ein stark variables,
|
||||
schwingendes Signal, welches bis an die Ausgangsspannungen schwingt.
|
||||
|
|
|
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