corrections: work on re-ordering images a bit

TeX/Kapitel/Auslegung.tex

@@ -475,18 +475,21 @@ Abbildung \ref{fig:r_series_para_sim} zeigt die verwendete Schaltung auf; die Er
 in Abbildung \ref{fig:r_series_para_results} aufgezeigt. Varriert wird hierbei die Größe der einzelnen
 Kapazitäten zur Erde hin.
 
-\begin{figure}[hbt!]
+\begin{figure}[hb!]
     \centering
     \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/r_series/series_noshield.png}
     \caption{\label{fig:r_series_para_sim}Aufbau der Simulation zur 
         Analyse des Effektes der parasitären Kapazitäten auf eine Widerstands-Serienschaltung.}
 \end{figure}
 
-\begin{figure}[hbt!]
+\begin{figure}[hb!]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Rf_series_noshield.png}
-    \caption{\label{fig:r_series_para_results}Ergebnisse der Simulation des
+    \caption[Ergebnisse der Simulation des
-        Einflusses der parasitären Erdkapazität.}
+    Einflusses der parasitären Erdkapazität]{\label{fig:r_series_para_results}Ergebnisse der Simulation des
+        Einflusses der parasitären Erdkapazität. Zu erkennen ist die starke Überhöhung der 
+        Übertragungsfunktion des TIVs, verursacht durch eine zu hohe Erdkapazität im
+        Rückkoppelpfad.}
 \end{figure}
 
 Deutlich zu erkennen ist eine starke Überhöhung der Bandbreite der Schaltung bei steigenden
@@ -495,20 +498,6 @@ Kapazität zur Erde ist somit notwendig zum Erhalt der Stabilität bei Nutzung e
 von Widerständen.
 
 
-\begin{figure}[hbt!]
-    \centering
-    \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/r_series/series_shielded.png}
-    \caption{\label{fig:r_series_para_comp_sim}Aufbau der Simulation zur 
-        Analyse des Effektes der Schirmungskapazitäten auf eine Widerstands-Serienschaltung}
-\end{figure}
-
-\begin{figure}[hbt!]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Rf_series_shielded.png}
-    \caption{\label{fig:r_series_para_comp_results}Ergebnisse der Simulation 
-        zur Analyse der Auswirkungen der Abschirmkapazitäten.}
-\end{figure}
-
 Hierfür können die im vorherigen Teil beschriebenen Abschirmungselektroden genutzt werden.
 Werden diese Elektroden über einen Widerstandsteiler auf die gleichen Potentiale wie die hochimpedanten
 Widerstandszweige gelegt, so fließt kein Strom durch die parasitären Kapazitäten zur Abschirmung, und 
@@ -517,6 +506,28 @@ Dies wird über eine weitere Simulation (Abbildung \ref{fig:r_series_para_comp_s
 Abbildung \ref{fig:r_series_para_comp_results} zeigt die berechneten Bandbreiten bei variierter
 Kapazität auf. Deutlich zu erkennen ist eine wesentlich flachere Bandbreite bei größerer
 Abschirmkapazität, und eine Verminderung bis hin zur kompletten Vermeidung einer Überhöhung.
+Es ist zu vermuten dass eine zu hohe Abschirmkapazität auch Rauschen in die Schaltung mit
+ein bringt, weshalb die Kapazität der Schirmung passend ausgelegt werden muss. Dies ist
+jedoch in einer Simulation schwer zu erreichen.
+
+
+\begin{figure}[hbt!]
+    \centering
+    \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/r_series/series_shielded.png}
+    \caption{\label{fig:r_series_para_comp_sim}Aufbau der Simulation zur 
+        Analyse des Effektes der Schirmungskapazitäten auf eine Widerstands-Serienschaltung.}
+\end{figure}
+
+\begin{figure}[hbt!]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Rf_series_shielded.png}
+    \caption[Ergebnisse der Simulation 
+    zur Analyse der Auswirkungen der Abschirmkapazitäten.]{
+        \label{fig:r_series_para_comp_results}Ergebnisse der Simulation 
+        zur Analyse der Auswirkungen der Abschirmkapazitäten. Zu erkennnen 
+        ist, dass eine zu kleine Abschirmung der Erdkapazität nicht entgegen wirken
+        kann. Eine höhere Abschirmkapazität scheint die Bandbreite stabiler zu halten.}
+\end{figure}
 
 
 \FloatBarrier
@@ -552,7 +563,7 @@ der Schaltung gewählt.
 \begin{figure}[h]
     \centering
     \includegraphics[width=0.6\linewidth]{entwicklung/opamp/opamp_gbwp.png}
-    \caption{\label{fig:opamp_gbwp_circuit}LTSpice-Schaltkreis zur Simulation der OpAmp-Transferfunktion}
+    \caption{\label{fig:opamp_gbwp_circuit}LTSpice-Schaltkreis zur Simulation der OpAmp-Transferfunktion.}
 \end{figure}
 
 Die Stromquelle I1 wird als Stimulus-Eingang genutzt, 
@@ -563,18 +574,40 @@ der in Kapitel \ref{chap:r_para_calculations} berechneten Kapazitäten gesetzt.
 Gemessen wird die Ausgangsspannung des Verstärkers U1.
 
 In einem ersten Versuch wird die Eingangsfrequenz von $\SI{1}{\hertz}$
-bis $\SI{1}{\mega\hertz}$ varriiert, und die Ausgangsamplitude vermessen.
+bis $\SI{1}{\mega\hertz}$ varriiert und die Ausgangsamplitude vermessen.
 Verschiedene Kurven bei verändertem GBWP werden aufgezeichnet.
 Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_results} zeigt die Ergebnisse dieser Simulation auf.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/DesignEstimate/OpAmp_GBWP_Sweep.png}
-    \caption{\label{fig:opamp_gbwp_results}Darstellung der Auswirkung eines variierten OpAmp GBWP
+    \caption[Darstellung der Auswirkung eines variierten OpAmp GBWP
-        auf die Bandbreite und stabilität der simulierten TIV-Schaltung.}
+    auf die Bandbreite und stabilität der simulierten TIV-Schaltung]{\label{fig:opamp_gbwp_results}
+        Darstellung der Auswirkung eines variierten OpAmp GBWP
+        auf die Bandbreite und stabilität der simulierten TIV-Schaltung.
+        Zu erkennen ist der Einfluss des GBWP auf sowohl die Bandbreite 
+        als auch die Stabilität des Verstärkers, wobei 
+        zu kleine GBWP-Werte instabiler werden.}
 \end{figure}
 
-\begin{table}[h]
+\FloatBarrier
+
+Deutlich zu erkennen ist die Limitierung der Bandbreite durch den OpAmp. Bei einem GBWP
+von $\SI{1}{\mega\hertz}$ ist die Bandbreite des Gesamtsystems auf circa 
+$\SI{6}{\kilo\hertz}$ begrenzt, bei $\SI{100}{\mega\hertz}$ auf etwa
+$\SI{56}{\kilo\hertz}$.
+Ebenfalls zu erkennen ist einer Überhöhung der Transferfunktion in den Fällen, in welchen
+die Bandbreite durch den OpAmp limitiert wird. Diese Überhöhung lässt auf eine Resonanz schließen,
+welche somit die Stabilität des Systems beeinflusst.
+Eine solche Überhöhung muss vermieden werden, um Oszillationen sowie übermäßiges Rauschen zu vermeiden.
+Ab dem $\SI{1}{\giga\hertz}$ GBWP-OpAmp ist keine solche Überhöhung zu sehen,
+die Bandbreite ist hier überwiegend durch den Rückkoppelwiderstand begrenzt, und das System ist stabil.
+Die Reduktion der -3dB-Bandbreite, welche in Tabelle \ref{table:opamp_gbwp_results} ab 
+$\SI{316.22}{\mega\hertz}$ zu sehen ist, ist durch die Resonanz zu erklären.
+Diese zieht die Transferfunktion nach oben und verschärft den Abfall, wodurch die -3dB-Frequenz
+nach oben gezogen wird.
+
+\begin{table}[hb]
     \centering
     \caption{\label{table:opamp_gbwp_results}Aus der Simulation bestimmte Bandbreiten der OpAmps bei variiertem GBWP}
     \begin{tabular}{ |r|r|r| }
@@ -593,27 +626,13 @@ Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_results} zeigt die Ergebnisse dieser Simulation au
         \hline
     \end{tabular}
 \end{table}
-\FloatBarrier
-Deutlich zu erkennen ist die Limitierung der Bandbreite durch den OpAmp. Bei einem GBWP
-von $\SI{1}{\mega\hertz}$ ist die Bandbreite des Gesamtsystems auf circa 
-$\SI{6}{\kilo\hertz}$ begrenzt, bei $\SI{100}{\mega\hertz}$ auf etwa
-$\SI{56}{\kilo\hertz}$.
-Ebenfalls zu erkennen ist einer Überhöhung der Transferfunktion in den Fällen, in welchen
-die Bandbreite durch den OpAmp limitiert wird. Diese Überhöhung lässt auf eine Resonanz schließen,
-welche somit die Stabilität des Systems beeinflusst.
-Eine solche Überhöhung muss vermieden werden, um Oszillationen sowie übermäßiges Rauschen zu vermeiden.
-Ab dem $\SI{1}{\giga\hertz}$ GBWP-OpAmp ist keine solche Überhöhung zu sehen,
-die Bandbreite ist hier überwiegend durch den Rückkoppelwiderstand begrenzt, und das System ist stabil.
-Die Reduktion der -3dB-Bandbreite, welche in Tabelle \ref{table:opamp_gbwp_results} ab 
-$\SI{316.22}{\mega\hertz}$ zu sehen ist, ist durch die Resonanz zu erklären.
-Diese zieht die Transferfunktion nach oben und verschärft den Abfall, wodurch die -3dB-Frequenz
-nach oben gezogen wird.
 
 Zur Erfassung der benötigten offenen Verstärkung des OpAmp wird die LTSpice Simulation aus
 Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_circuit} erneut genutzt. Nun wird jedoch nicht das GBWP des OpAmp
-variiert, sondern die offene Verstärkung.
+variiert, sondern die offene Verstärkung. Abbildung \ref{fig:opamp_aol_sweep_2}
+zeigt die Simulationsergebnisse auf.
 
-\begin{figure}
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Aol_Sweep.png}
     \caption{\label{fig:opamp_aol_sweep_2}Darstellung des Einflusses der offenen Verstärkung
@@ -622,7 +641,7 @@ variiert, sondern die offene Verstärkung.
         zu erkennen.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:opamp_aol_sweep_2} zeigt die Ergebnisse der Simulation auf. Wie beim GBWP
+Wie beim GBWP
 ist hier ein starker Einfluss auf die Bandbreite zu erkennen, wenn die offene Verstärkung 
 zu gering gewählt ist. So bricht die Bandbreite bereits ab einer Verstärkung von unter 10 000
 ein.
@@ -633,24 +652,35 @@ selbst muss beachtet werden.
 
 \FloatBarrier
 
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Cin_Sweep.png}
-    \caption{\label{fig:opamp_gbwp_variation_result_1}Ergebnisse der Simulation eines idealen
-    OpAmp mit variierter Eingangskapazität $C_\mathrm{in}$.}
-\end{figure}
-
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Cfp_Sweep.png}
-    \caption{\label{fig:opamp_gbwp_variation_result_2}Ergebnisse der Simulation eines idealen
-    OpAmp mit variierter parasitärer Widerstandskapazität $C_\mathrm{1}$.}
-\end{figure}
-
 Um sicher zu stellen dass die Stabilität der Schaltung auch bei variierenden parasitären Effekten gegeben ist,
 werden Simulationen mit variablem C1 und Cin (siehe Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_circuit}) durchgeführt.
 Die Ergebnisse hiervon sind in Abbildungen \ref{fig:opamp_gbwp_variation_result_1} und
 \ref{fig:opamp_gbwp_variation_result_2} dargestellt.
+
+\begin{figure}[hb]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Cin_Sweep.png}
+    \caption[Ergebnisse der Simulation eines idealen
+    OpAmp mit variierter Eingangskapazität]{
+        \label{fig:opamp_gbwp_variation_result_1}Ergebnisse der Simulation eines idealen
+        OpAmp mit variierter Eingangskapazität $C_\mathrm{in}$. Zu erkennen 
+        ist eine Limitierung der Bandbreite sowie steigende
+        Überhöhung der Übertragungsfunktion bei größerer 
+        Kapazität.
+    }
+\end{figure}
+
+\begin{figure}[hb]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Cfp_Sweep.png}
+    \caption[Ergebnisse der Simulation eines idealen
+        OpAmp mit variierter parasitärer Widerstandskapazität.]{
+        \label{fig:opamp_gbwp_variation_result_2}Ergebnisse der Simulation eines idealen
+        OpAmp mit variierter parasitärer Widerstandskapazität $C_\mathrm{1}$.
+        Zu erkennen ist die Verringerung der Bandbreite bei steigender
+        Kapazität.}
+\end{figure}
+
 Zu erkennen ist, dass die Rückkoppelkapazitäten $C_1$ keinen Einfluss auf die Stabilität haben, und lediglich die Bandbreite
 begrenzen, wie bereits in Kapitel \ref{chap:basics_parasitics} beschrieben wurde.
 Die Eingangskapazität $C_\mathrm{in}$ jedoch schein äquivalent zu einer variation des GBWP zu sein, wobei eine größere Kapazität
@@ -707,6 +737,8 @@ Hierfür werden zwei Möglichkeiten hinzu gezogen:
         Systems über alle OpAmps geschaltet ist.
         Nachteilhaft ist hierbei die komplexere Schaltung, und dass Stabilität 
         durch vorsichtiges Balancieren der Stufen eingestellt werden muss.
+        Ein beispielhafter Schaltkreis ist in Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_increase_schematics}
+        dargestellt.
 \end{itemize}
 
 Da für den hier betrachteten Anwendungsfall die Präzision von höherer Relevanz ist,
@@ -718,11 +750,12 @@ untersuchen zu können.
 
 \label{chap:opamp_cascade_explained}
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.2]{grundlagen/CascadeOpAmp.drawio.png}
-    \caption{\label{fig:opamp_gbwp_increase_schematics}Beispielhafte Schaltungen zur Erhöhung
+    \caption[Beispielhafte Schaltungen zur Erhöhung
-        des OpAmp GBWP.}    
+    des OpAmp GBWP.]{\label{fig:opamp_gbwp_increase_schematics}Beispielhafte Schaltungen zur Erhöhung
+        des OpAmp GBWP durch Kaskadierung mehrerer OpAmps.}    
 \end{figure}
 
 Die Arbeitsweise dieser Verschaltung ist wie folgt:
@@ -755,7 +788,10 @@ um direkt in einer Stufe eine Verstärkung von $\SI{1}{\giga\ohm}$ zu erreichen.
 Mithilfe 
 einer LTSpice-Simulation wird nun untersucht, ob eine solche kaskadierte Verschaltung
 zu einer nutzbaren Gesamtverstärkung führen kann. Der Aufbau der LTSpice-Simulation
-ist in Abbildung \ref{fig:opamp_cascade_ltspice} dargestellt.
+ist in Abbildung \ref{fig:opamp_cascade_ltspice} dargestellt, während
+die Ergebnisse der Simulation in Abbildung \ref{fig:opamp_analysis_stage_sweep} 
+visualisiert sind. In der Simulation wird die Verstärkung der zweiten
+Stufe durch setzen der Widerstände variiert.
 
 \begin{figure}[h]
     \centering
@@ -767,16 +803,17 @@ ist in Abbildung \ref{fig:opamp_cascade_ltspice} dargestellt.
 \begin{figure}[h]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/DesignEstimate/OpAmp_Stages_Sweep.png}
-    \caption{\label{fig:opamp_analysis_stage_sweep}
+    \caption[Ergebnis der Simulation einer OpAmp-Kaskadenschaltung]{
+        \label{fig:opamp_analysis_stage_sweep}
         Ergebnis der LTSpice-Simulation einer kaskadierten OpAmp Verschaltung, mit
         variierter Verteilung der Verstärkung zwischen erster und zweiter Stufe.
         Legendenangabe gibt die Verstärkung der zweiten Stufe an. Geasmtverstärkung
-        $\SI{1}{\giga\ohm}$.}
+        $\SI{1}{\giga\ohm}$. Zu erkennen ist eine Variation von sowohl der Bandbreite
+        als auch der Stabilität, wobei eine kleinere Verstärkung in der zweiten 
+        Stufe die Bandbreite zu limitieren scheint.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:opamp_analysis_stage_sweep} zeigt die Ergebnisse der LTSpice-Simulation auf.
+Deutlich zu erkennen sind zwei Effekte.
-Hierbei wird die verteilung der Verstärkung zwischen den beiden Stufen variiert, um den
-Einfluss dieser Verteilung charakterisieren zu können. Deutlich zu erkennen sind zwei Effekte.
 Bei zu geringer Verstärkung in der zweiten Stufe (und somit zu hoher Verstärkung in der ersten)
 ist die Bandbreite durch den ersten OpAmp limitiert. Bei zu hoher Verstärkung in der zweiten Stufe
 scheint eine Instabilität auf zu treten. Es scheint jedoch einen nutzbaren Bereich zu geben,
@@ -810,7 +847,7 @@ Hierbei wird die in Abbildung \ref{fig:opamp_vin_noise_schematic} dargestellte S
 Als OpAmp wird dabei der LTC6268-10 gewählt. Dies ist ein kommerziell erhältlicher OpAmp mit 
 genügend GBWP und kleinen Eingangsleckströmen, um als TIV nutzbar zu sein.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/opamp/opamp_ltspice_noise.jpg}
     \caption{\label{fig:opamp_vin_noise_schematic}Schaltkreis der LTSpice-Simulation zur 
@@ -823,12 +860,15 @@ wird durch $R_\mathrm{f}$ dividiert, um den Eingangsstrom zu erhalten. Hierdurch
 Simulationswerte besser vergleichen. Die Ergebnisse sind in Abbildungen \ref{fig:opamp_vin_noise_rf}
 und \ref{fig:opamp_vin_noise_cin} dargestellt.
 
-\begin{figure}
+\begin{figure}[hb]
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_LTC_Rf_Sweep_Noise.png}
-    \caption{\label{fig:opamp_vin_noise_rf}Rauschen in Abhängigkeit von $R_\mathrm{f}$}
+    \caption[Rauschen in Abhängigkeit von $R_\mathrm{f}$]{
+        \label{fig:opamp_vin_noise_rf}Rauschen in Abhängigkeit von $R_\mathrm{f}$.
+        Zu erkennen ist die Abhängigkeit der gesamten Rauschamplitude
+        vom Widerstand.}
 \end{figure}
 
-\begin{figure}
+\begin{figure}[hb]
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_LTC_Cin_Sweep_Noise.png}
     \caption{\label{fig:opamp_vin_noise_cin}Rauschen in Abhängigkeit von $C_\mathrm{in}$}
 \end{figure}

TeX/Kapitel/RevisionV11.tex

@@ -54,15 +54,15 @@ Da die Abschirmung sowie die Reihenschaltung der Rückkoppelwiderstände der
 vorherigen Version beide als Funktionsfähig befunden wurden, wird an diesem Teilen
 der Schaltung keine Änderung vorgenommen. Lediglich der OpAmp wird durch eine 
 kaskadierte Schaltung des {\em ADA4817 } ersetzt.
+Abbildung \ref{fig:v11_tia_schematic} zeigt den geänderten Schaltkreis auf.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[width=0.9\textwidth]{Auslegung/v1.1/tia_stage.png}
     \caption{\label{fig:v11_tia_schematic}Schaltkreis der zweiten Revision des
         Verstärkerteils des TIVs.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v11_tia_schematic} zeigt den geänderten Schaltkreis auf.
 Hierbei sind U2B und U2A die zwei ADA4817-OpAmps der kaskadierten Verschaltung.
 Widerstände R33 und R34 setzten hierbei die Verstärkung von U2A fest.
 U2B übernimmt den Rest der Verstärkung, wobei die Gesamtverstärkung nur durch
@@ -84,18 +84,18 @@ Die Rückkoppelwiderstände und Abschirmwiderstände (R19 bis 13, R15 bis 18, R2
 plus die anpassenden Spannungsteiler (R24, R14, R19) sind unverändert vom
 ersten Schaltungsdesign.
 
-\begin{figure}[h]
+Abbildung \ref{fig:v11_tia_pcb} zeigt die Auslegung des PCBs der zweiten Revision.
+Hierbei werden die vorherigen Konstruktionen für Rückkoppelpfad und Abschirmung der
+Widerstände bei behalten.
+Aus diesem Grund wird hierauf nicht mehr genauer eingegangen.
+
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[width=0.7\textwidth]{Auslegung/v1.1/tia_pcb.png}
     \caption{\label{fig:v11_tia_pcb}Auslegung des PCBs der zweiten Revision
         des TIVs}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v11_tia_pcb} zeigt die Auslegung des PCBs der zweiten Revision.
-Hierbei werden die vorherigen Konstruktionen für Rückkoppelpfad und Abschirmung der
-Widerstände bei behalten.
-Aus diesem Grund wird hierauf nicht mehr genauer eingegangen.
-
 Die Kaskadenschaltung der zwei Verstärker ist um U2 herum gelegt. U2 ist 
 ein sog. {\em Dual Package OpAmp}, d.h. es liegen zwei unabhängige 
 ADA4817 im selben Packet vor. Dies ermöglicht eine möglichst kleine Auslegung
@@ -106,12 +106,15 @@ Der Vollständigkeit halber zeigt Abbildung \ref{fig:v11_pcb_3d_image} ein 3D-Mo
 der zweiten Revision der Platine. Die restlichen Schaltungsteile wurden nicht modifiziert,
 weshalb auf diese hier nicht mehr eingegangen wird.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[width=0.9\textwidth]{Auslegung/v1.1/pcb_3d.png}
     \caption{\label{fig:v11_pcb_3d_image}3D-Modell der zweiten Revision des PCBs}
 \end{figure}
 
+\FloatBarrier
+\newpage
+
 \section{Vermessung der Revision}
 
 In diesem Kapitel wird die zweite Revision der Platine
@@ -130,7 +133,7 @@ Im Falle der neuen Schaltung liegt nun die erwartete stabile, statische Ausgangs
 bei $\SI{0}{\volt}$ mit einem akzeptablem Rauschen. Abbildung \ref{fig:v11_ims_noise} zeigt
 das Spektrum des Rauschens dieser Variante.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \missingfigure{Add figure of with-IMS noise}
     \caption{\label{fig:v11_ims_noise}Rauschlevel der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante mit angeschlossenem IMS.}
@@ -139,39 +142,48 @@ das Spektrum des Rauschens dieser Variante.
 Diese Messung bestätigt, dass diese Revision der Schaltung keine Oszillationen bei Anschluss einer IMS-Röhre 
 aufweist. Der Fehler der ersten Revision wurde somit erfolgreich behoben.
 
+\FloatBarrier
+
 \subsection{Linearität}
 
 In diesem Abschnitt wird die Linearität der neuen Revision vermessen. Die Messung erfolgt hierbei mit den 
 gleichen Messgeräten wie in Kapitel \ref{chap:v10_measurement_linearity}, es wird jedoch durch die höhere
 Versorgungsspannung des ADA4817 ein größerer Eingangsstrombereich von \todo{Measure this} vermessen.
+Abbildung \ref{fig:v11_linearity} zeigt die vermessene Linearität an der
+$\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \missingfigure{Measure linearity of v11}
     \caption{\label{fig:v11_linearity}Vermessung der Linearität der zweiten Revision, 
         $\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v11_linearity} zeigt die vermessene Linearität an der
+\todo{Fill this out after measurement}
-$\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante. \todo{Fill this out after measurement}
+
 
 \newpage
+\FloatBarrier
+
 \subsection{Bandbreite}
 
 In diesem Abschnitt werden die Übertragungsfunktionen und Bandbreiten der erstellten 
 Platinen genauer untersucht.
 Es wird hierfür dieselbe Methode wie aus Kapitel \ref{chap:v10_measurement_bandwidth} 
-genutzt.
+genutzt. Abbildung \ref{fig:v11_measurement_bandwidth} zeigt die gemessenen Übertragungsfunktionen
+der zweiten Platinenversion, wobei mehrere Platinen mit variiertem Rückkoppelwiderstand
+aufgebaut wurden.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/bandwidths.png}
-    \caption{\label{fig:v11_measurement_bandwidth}Messungen der Übertragungsfunktionen
+    \caption[Messungen der Übertragungsfunktionen
-        der Platinen der zweiten Revision.}
+        der Platinen der zweiten Revision]{\label{fig:v11_measurement_bandwidth}
+        Messungen der Übertragungsfunktionen
+        der Platinen der zweiten Revision. Zu erkennen
+        ist die Abhängigkeit der Bandbreite vom Rückkoppelwiderstand.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v11_measurement_bandwidth} zeigt die gemessenen Übertragungsfunktionen
-der zweiten Platinenrevision.
 Deutlich zu erkennen ist die gewünschte glatte Übertragungsfunktion bis hin zur Eckfrequenz.
 Hiernach fallen die Verstärkungen der Platinenvarianten jedoch unterschiedlich schnell ab.
 Alle Platinen bis auf die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante weisen einen Abfall von circa
@@ -185,13 +197,13 @@ Diese Diskrepanzen stören das Verhalten der Übertragungsfunktion für die hier
 Zielparameter nicht, da die beobachteten Frequenzen gänzlich überhalb der Filter-Eckfrequenz
 von $\SI{30}{\kilo\hertz}$ liegen. Im Falle der $\SI{47}{\mega\ohm}$ ist der 
 stärkere Abfall der Verstärkung sogar vorteilhaft.
-Eine Vermutung der Ursache dieser Resonanz ist der kaskadierte Aufbau des Verstärkers selbst.
+Eine Vermutung der Ursache dieser Resonanz ist der kaskadierte Aufbau des Verstärkers selbst,
-Die zweite Stufe des Verstärkers kann zu einer Phasenverschiebung führen, welches diverse 
+wobei das GBWP der ersten oder zweiten Stufe zu einer leichten Überhöhung der Bandbreite
-Einflüsse auf den Frequenzverlauf der Verstärkung haben kann.
+führen kann.
+Aus der Messung der Übertragungsfunktionen können nun die -3dB-Punkte der Platinen
+entnommen werden. Diese sind in Tabelle \ref{table:v11_bandwidths} dargestellt.
 
-\todo[inline]{Check with our LTSpice simulation if we see these!}
+\begin{table}[hb]
-
-\begin{table}[H]
     \centering
     \caption{\label{table:v11_bandwidths}-3dB-Frequenzen des ungefilterten 
         TIV-Ausgangs der zweiten Revision}
@@ -207,27 +219,26 @@ Einflüsse auf den Frequenzverlauf der Verstärkung haben kann.
     \end{tabular}
 \end{table}
 
-Tabelle \ref{table:v11_bandwidths} zeigt die -3dB-Frequenzen der gemessenen 
+Im Vergleich zur ersten Revision 
-Übertragungsfunktionen. Im Vergleich zur ersten Revision 
 bieten die $\SI{20}{\mega\ohm}$ und $\SI{47}{\mega\ohm}$ varianten der Platinen
 eine höhere Bandbreite als die Platinen der ersten Revision, während die 
 $\SI{120}{\mega\ohm}$ Variante eine niedrigere Bandbreite aufweist. 
 Diese Diskrepanz liegt vermutlich ebenfalls am beobachteten Verhalten der Kaskadenschaltung, und
 ist erneut im Falle der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante von Vorteil.
 
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/revision_compare_bandwidth.png}
-    \caption{\label{fig:v11_comparison_bandwidth}Vergleich der Bandbreiten der 
-        $\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten von der alten und neuen Revision.}
-\end{figure}
-
 Abbildung \ref{fig:v11_comparison_bandwidth} zeigt einen direkten Vergleich der 
 Bandbreiten der TIV-Stufen der vorherigen und neuen Revison für 
 die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante. Der steilere Abfall sowie die 
 leicht höhere -3dB-Frequenz der zweiten Revision
 ist hierbei deutlich zu erkennen.
 
+\begin{figure}[hbH]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/revision_compare_bandwidth.png}
+    \caption{\label{fig:v11_comparison_bandwidth}Vergleich der Bandbreiten der 
+        $\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten von der alten und neuen Revision.}
+\end{figure}
+
 Da die Filterstufe zwischen den Revisionen nicht geändert wurde, 
 da das Filterverhalten bereits als ausreichend empfunden wurde, wird hier nicht
 erneut darauf eingegangen.

TeX/Kapitel/Vermessung.tex

@@ -57,15 +57,18 @@ Eigenschaften des Schaltkreises,
 da Widerstände generell keine Nichtlinearitäten bei DC aufweisen.
 Es wird ein Strombereich von $\SI{\pm2.6}{\nano\ampere}$
 Eingangsstrom in Schritten von $\SI{0.1}{\nano\ampere}$ vermessen.
+Abbildung \ref{fig:measurement_v1_linearity} zeigt das Ergebnis der Vermessung.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/1G_47M_Linearity.png}
-    \caption{\label{fig:measurement_v1_linearity}
+    \caption[Messergebnisse der Linearitätsmessung.]{\label{fig:measurement_v1_linearity}
-        Messergebnisse der Linearitätsmessung.}
+        Messergebnisse der Linearitätsmessung des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.
+        Es sind wie gewünscht keine merklichen Nichtlinearitäten zu erkennen.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:measurement_v1_linearity} zeigt das Ergebnis der Vermessung.
+\todo[inline]{Add linearity error measurement.}
+
 Deutlich zu erkennen ist eine saubere, lineare Abhängigkeit der Ausgangsspannung
 vom Eingangsstrom ohne merkliche Abweichungen vom linearen Zusammenhang. Auch 
 der Verstärkungsfaktor von $\SI{1}{\giga\ohm}$ wird präzise erreicht. 
@@ -106,19 +109,20 @@ Durch Anlegen einer Sinus-Ausgangsspannung an die Dioden-Box und Vermessung
 der Amplitude und Phase des Sinus an den Ausgängen des TIVs kann berechnet werden,
 mit welcher Verstärkung bzw. Dämpfung die verschiedenen Frequenzen übertragen wurden.
 Hierbei werden Frequenzen im Bereich von $\SI{100}{\hertz}$ bis $\SI{500}{\kilo\hertz}$ 
-genutzt.
+genutzt. Abbildung \ref{fig:v10_bandwidth} zeigt die aufgenommenen Bandbreiten
-
-\begin{figure}[ht]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth.png}
-    \caption{\label{fig:v10_bandwidth}Bandbreiten des TIV-Teils der aufgebauten Varianten
-        der ersten Platinenrevision, mit verschiedenen 
-        Rückkoppelwiderständen.}
-\end{figure}
-
-Abbildung \ref{fig:v10_bandwidth} zeigt die aufgenommenen Bandbreiten
 des abgeschirmten Schaltkreises mit verschiedenen
 Rückkoppelwiderständen.
+
+\begin{figure}[hb]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth.png}
+    \caption[Messung der TIV Übertragungsfunktionen]{
+        \label{fig:v10_bandwidth}Bandbreiten des TIV-Teils der aufgebauten Varianten
+        der ersten Platinenrevision mit variierten 
+        Rückkoppelwiderständen. Zu erkennen ist die Abhängigkeit der Bandbreite 
+        vom Widerstand.}
+\end{figure}
+
 Deutlich zu erkennen ist die Abhängigkeit der Bandbreite vom
 Rückkoppelwiderstand, wie in vorherigen Kapiteln dargelegt und berechnet wurde.
 Die tatsächliche Bandbreite ist hierbei wie erwartet geringer als die simulierten Werte
@@ -148,16 +152,18 @@ Abfall von ca. -20dB/Dekade. Lediglich die Grenzfrequenz des
 $\SI{120}{\mega\ohm}$ Schaltkreises ist relativ gering, und bietet somit
 wenig Spielraum für die nachfolgende Filterung.
 
-\begin{figure}[ht]
+Ebenfalls von Interesse ist die Übertragungsfunktion des gefilterten Ausgangs.
+Dieser wird mit der bereits genutzten Messung vermessen.
+Die Ergebnisse dieser Messung sind in Abbildung \ref{fig:v10_bandwidths_ch2} 
+dargestellt.
+
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth_ch2.png}
     \caption{\label{fig:v10_bandwidths_ch2}Übertragungsfunktionen des gefilterten Ausgangs
         der Platinen bei variiertem Rückkoppelwiderstand.}
 \end{figure}
 
-
-Abbildung \ref{fig:v10_bandwidths_ch2} zeigt die Messungen der gefilterten
-Ausgänge derselben Platinen.
 Die Auslegung der Filterstufe soll erst ab der Grenzfrequenz
 von $\SI{30}{\kilo\hertz}$ einen Abfall von -40dB/Dekate einbringen,
 wobei Frequenzen unterhalb der Grenzfrequenz nicht beeinflusst werden sollten.
@@ -181,18 +187,19 @@ genug Bandbreite.
     \end{tabular}
 \end{table}
 
-
-\begin{figure}[htb]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth_filter_compare.png}
-    \caption{\label{fig:v10_bandwidth_filter_compare}Vergleich der Übertragungsfunktion
-        des gefilterten und ungefilterten Ausangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.}
-\end{figure}
-
 Abbildung \ref{fig:v10_bandwidth_filter_compare} zeigt zum Vergleich 
 die Bandbreiten des ungefilterten und gefilterten Ausgangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.
 Die Eckfrequenz des Filters sowie der -40dB/Dekade-Abfall ist deutlich zu erkennen.
 
+\begin{figure}[hb]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth_filter_compare.png}
+    \caption[Vergleich der Übertragungsfunktion
+    des gefilterten und ungefilterten Ausangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.]{
+        \label{fig:v10_bandwidth_filter_compare}Vergleich der Übertragungsfunktion
+        des gefilterten und ungefilterten Ausangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.}
+\end{figure}
+
 \FloatBarrier
 \newpage
 
@@ -204,16 +211,23 @@ Um diesen zu messen, werden die Abschirmungselektroden durch Änderung
 des Widerstandsteilers auf zu hohe/zu niedrige Spannungen 
 im Vergleich zum Sollwert gelegt.
 Hiernach werden die Übertragungsfunktionen vermessen und ausgewertet.
+Abbildung \ref{fig:v10_compensation_comparison} zeigt die Übertragungsfunktionen
+in Abhängigkeit zum Verstärkungsfaktor der Abschirmung zur Signalspannung.
 
-\begin{figure}[H]
+\FloatBarrier
+
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/compensation.png}
-    \caption{\label{fig:v10_compensation_comparison}Übertragungsfunktionen
+    \caption[Messung der Übertragungsfunktionen 
-        des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs bei variierten Abschirmungselektrodenspannungen}
+        bei variierter Abschirmungsspannung]{
+            \label{fig:v10_compensation_comparison}Übertragungsfunktionen
+        des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs bei variierten Abschirmungselektrodenspannungen.
+        Zu erkennen ist die starke Änderung der Übertragungsfunktion bei
+        falsch angepasster Abschirmung.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v10_compensation_comparison} zeigt die Übertragungsfunktionen
+Deutlich zu erkennen ist ein starker Einfluss
-bei variierten Abschirmungs-Spannungen. Deutlich zu erkennen ist ein starker Einfluss
 der Abschirmung auf die Verstärkungen selbst bei kleineren Frequenzen ab $\SI{500}{\hertz}$,
 wobei die Abschirmung den Frequenzgang sowohl anheben als auch absenken kann.
 So kann z.B. bei weiterer Anhebung des Frequenzganges
@@ -240,17 +254,18 @@ besaß. Der Ausgangspegel des TIVs ohne Abschirmung der Rückkoppelwiderstände
 bildet eine Rechteckwelle aus, 
 welche zwischen dem maximalen und minimalen Pegel wechselt. Somit
 ist keine Bandbreitenmessung möglich, da die Eingangs-Sinus-Welle
-nie korrekt übertragen wird.
+nie korrekt übertragen wird. Die Messung dieses instabilen 
+Ausgangssignals ist in Abbildung \ref{fig:v10_unshielded_waveform} 
+dargestellt.
 
-\begin{figure}[H]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/unshielded_47M.png}
     \caption{\label{fig:v10_unshielded_waveform}
         Ausgangsspannung des TIV-Schaltkreises ohne Abschirmung.}
 \end{figure}
 
-Abbilding \ref{fig:v10_unshielded_waveform} zeigt die bereits 
+Deutlich zu erkennen ist die oszilliernde Natur
-genannte Ausgangs-Wellenform. Deutlich zu erkennen ist die oszilliernde Natur
 der Spannung. Die Wellenform ist zu erklären durch den Einfluss parasitärer
 Erdungskapazitäten auf die hochohmigen Potentiale der Rückkoppelwiderstände.
 Dies wurde bereits in Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations} theorisiert, und
@@ -278,9 +293,10 @@ eingebaut, um äußere Störsignale zu verringern.
 Es wird für jede Platine das FFT-Spektrum von 
 $\SI{500}{\hertz}$ bis $\SI{1}{\mega\hertz}$ aufgenommen, wobei jeweils 1000 Spektren
 summiert und der Durchschnitt berechnet wird, um die durchschnittliche Verteilung
-des Rauschens zu berechnen.
+des Rauschens zu berechnen. Die aufgenommenen Spektren sind in 
+Abbildung \ref{fig:v10_noises_ch1} dargestellt.
 
-\begin{figure}[H]
+\begin{figure}[hbH]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/noises.png}
     \caption{\label{fig:v10_noises_ch1}Durchschnittliches Rauschspektrum
@@ -288,7 +304,6 @@ des Rauschens zu berechnen.
         der drei Platinen.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v10_noises_ch1} zeigt die Rausch-Spektren der drei Platinen.
 Deutlich zu erkennen ist die Abhängigkeit des Rauschens von der Widerstands-Größe,
 welches der Vorhersage aus Kapitel \ref{chap:r_noise} entspricht.
 Das Rauschen ist bei allen drei Platinen relativ gleichmäßig 
@@ -297,9 +312,10 @@ Es sind keine Frequenz-Spitzen zu erkennen, und keine Resonanzen.
 
 Zusätzlich wird das Verhalten der Filter-Stufe auf das Rauschen
 betrachtet. Es wird mithilfe des selben Messaufbaus das Rauschen 
-des gefilterten Ausgangs aufgenommen und aufgezeichnet.
+des gefilterten Ausgangs aufgenommen und aufgezeichnet. Abbildung 
+\ref{fig:v10_noises_ch2} zeigt die aufgenommenen Spektren.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/noises_ch2.png}
     \caption{\label{fig:v10_noises_ch2}Durchschnittliches Rauschspektrum
@@ -307,7 +323,6 @@ des gefilterten Ausgangs aufgenommen und aufgezeichnet.
         der drei Platinen.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v10_noises_ch2} zeigt die Rauschspektren der gefilterten Ausgänge.
 Deutlich zu erkennen ist eine starke Reduktion des Rauschens ab der $\SI{30}{\kilo\hertz}$ 
 Grenzfrequenz des Filters, welches das gewünschte Verhalten ist. Der Filter reduziert 
 somit effektiv das Rauschen des TIV Ausgangs.
@@ -317,7 +332,7 @@ Filterung gemessen, und ist in Tabelle \ref{table:v10_noise_table} aufgelistet.
 Deutlich zu erkennen ist das niedrigere Rauschniveau der Varianten mit größeren
 Widerständen, sowie die effektivität der Filterung des Ausganges.
 
-\begin{table}[H]
+\begin{table}[hb]
     \centering
     \caption{\label{table:v10_noise_table}AC-RMS-Spannungen des Rauschens der Platinen}
     \begin{tabular}{ |r|r|r|r| }
@@ -352,17 +367,19 @@ Beim Verbinden des bestehenden TIVs an eine IMS-Röhre mit Faraday-Elektrode
 entsteht eine Störung: Der Ausgang des TIVs wird instabil, wobei eine
 Rechteckwelle mit variabler Frequenz anstelle eines gefilterten und gleichmäßigen
 Signals ausgegeben wird.
+Abbildung \ref{fig:measurement_v10_ims_instability} zeigt die Ausgangsspannung bei
+angeschlossener IMS-Röhre auf.
 
-\begin{figure}[htb]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.0-a1/Instability.png}
-    \caption{\label{fig:measurement_v10_ims_instability}Ausgangsspannung des
+    \caption[Ausgangsspannung des
+        TIVs bei angeschlossener IMS-Röhre]{
+        \label{fig:measurement_v10_ims_instability}Ausgangsspannung des
         TIVs bei angeschlossener IMS-Röhre, mit deutlich zu erkennender
         Instabilität der Messung.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:measurement_v10_ims_instability} zeigt die Ausgangsspannung bei
-angeschlossener IMS-Röhre auf.
 Zu erwarten ist eine stabile, statische Ausgangsspannung, da keine Ionen auf die Röhre 
 gegeben werden. Die gemessene Ausgangsspannung jedoch zeigt ein stark variables,
 schwingendes Signal, welches bis an die Ausgangsspannungen schwingt.