Safety Commit

TeX/Arbeit.tex

@@ -109,7 +109,8 @@
 
 
 \include{Kapitel/Auslegung}
-
+\include{Kapitel/Auslegung/Schaltungsdesign}
+\include{Kapitel/Auslegung/PCBDesign}
 
 \chapter{Vermessung}
 

TeX/Kapitel/Auslegung.tex

@@ -44,6 +44,7 @@ Effekte den Schaltkreis beeinflussen. Dies bezieht sich überwiegend auf den Rü
 die parasitären Kapazitäten der Schaltung.
 
 \subsubsection{Thermisches Rauschen}
+\label{chap:r_noise}
 
 Wie bereits in Kapitel \ref{chap:basics_parasitics} beschrieben, besitzen resistive Bauteile
 ein thermisches Rauschen. In diesem Abschnitt wird der Einfluss des Rauschens untersucht.
@@ -313,6 +314,7 @@ Zu sehen ist, dass sich ein erheblicher Anteil des Feldes, circa 50\%, durch das
 trifft auf sowohl den Standard-Widerstand als auch den Flipchip zu. 
 
 \subsubsection{Mitigation der Parallelkapazität}
+\label{chap:r_para_mitigations}
 Im Folgenden wird untersucht, ob durch eine bestimmte Platzierung von Elektroden im PCB-Material
 die Parallelkapazität verringert werden kann.\todo{Find a citation for this.}
 Durch korrekte Platzierung von Elektroden mit festgelegtem Potential kann theoretisch das D-Feld auf diese umgeleitet 
@@ -453,13 +455,54 @@ der Gesamtschaltung der Grenzfrequenz eines einzelnen Widerstandes entspricht.
 Dies bedeutet, dass bei Auswahl eines geeigneten Einzelwiderstandes eine beliebig hohe 
 Gesamtimpedanz bei gleicher Bandbreite kreiert werden kann.
 Zu beachten ist jedoch, dass die einzelnen Zweige dieser Widerstandsschaltung
-hochimpedante und somit empfindliche Potentiale dar stellen.
+hochimpedante und somit empfindliche Potentiale dar stellen. 
 Parasitäre Kapazitäten z.B. zu Erde, wie diejenigen in Tabelle \ref{table:shielding_capacitances} dargestellt,
 können an diesen Potentialen ebenfalls die Bandbreite beeinflussen.
-In der realen Schaltung wird somit nur eine begrenzte Anzahl an Widerständen in Reihe geschaltet.
-Die genaue Menge ergibt sich aus der praktisch unterbringbaren Größe innerhalb der PCB-Schaltung. 
+Mithilfe einer weiteren Simulation wird der Einfluss der Kapazitäten zu Erde untersucht.
+Abbildung \ref{fig:r_series_para_sim} zeigt die verwendete Schaltung auf; die Ergebnisse dieser sind 
+in Abbildung \ref{fig:r_series_para_results} aufgezeigt. Varriert wird hierbei die Größe der einzelnen
+Kapazitäten zur Erde hin.
+
+\begin{figure}[h]
+    \centering
+    \missingfigure{Include picture of the R-Series parasitics calculation}
+    \caption{\label{fig:r_series_para_sim}Aufbau der Simulation zur 
+        Analyse des Effektes der parasitären Kapazitäten auf eine Widerstands-Serienschaltung}
+\end{figure}
+
+\begin{figure}[h]
+    \centering
+    \missingfigure{Include graphs of the parasitics sim results here.}
+    \caption{\label{fig:r_series_para_results}Ergebnisse der Simulation der parasitären Effekte.}
+\end{figure}
+
+Deutlich zu erkennen ist eine starke Überhöhung der Bandbreite der Schaltung bei steigenden
+parasitären Kapazitäten, welche auf eine Instabilität der Schaltung hinweisen. Eine Verringerung der
+Kapazität zur Erde ist somit notwendig zum Erhalt der Stabilität bei Nutzung einer Reihenschaltung
+von Widerständen.
+Hierfür können die im vorherigen Teil beschriebenen Abschirmungselektroden genutzt werden.
+Werden diese Elektroden über einen Widerstandsteiler auf die gleichen Potentiale wie die hochimpedanten
+Widerstandszweige gelegt, so fließt kein Strom durch die parasitären Kapazitäten zur Abschirmung, und 
+die Bandbreite wird nicht angehoben.
+Dies wird über eine weitere Simulation (Abbildung \ref{fig:r_series_para_comp_sim}) bestätigt. 
+
+
+\begin{figure}[h]
+    \centering
+    \missingfigure{Include picture of the R-Series parasitics calculation}
+    \caption{\label{fig:r_series_para_comp_sim}Aufbau der Simulation zur 
+        Analyse des Effektes der Schirmungskapazitäten auf eine Widerstands-Serienschaltung}
+\end{figure}
+
+\begin{figure}[h]
+    \centering
+    \missingfigure{Include graphs of the parasitics sim results here.}
+    \caption{\label{fig:r_series_para_comp_results}Ergebnisse der Simulation der Abschirmungskapazitäten.}
+\end{figure}
+
 
 \subsection{Effekte des OpAmp}
+\label{chap:effects_opamp}
 
 Im folgenden wird auf die Effekte des OpAmp eingegangen.
 Als zentrales aktives Bauteil besitzt der OpAmp einen maßgeblichen Einfluss auf die Schaltung,
@@ -604,20 +647,113 @@ Hierfür werden zwei Möglichkeiten hinzu gezogen:
         durch vorsichtiges Balancieren der Stufen eingestellt werden muss.
 \end{itemize}
 
+Da für den hier betrachteten Anwendungsfall die Präzision von höherer Relevanz ist,
+und die vergleichsweise niedrigen Signalbandbreiten leichter stabilisierbar sind,
+wird der komposite Schaltungsaufbau gewählt.
+Es wird eine Simulation aufgebaut, mit welcher verschiedene
+OpAmp-GBWP-Kombinationen simuliert werden können, um die Eigenschaften des Gesamtsystems 
+untersuchen zu können.
+
+Die Arbeitsweise dieser Verschaltung ist wie folgt:
+\begin{enumerate}
+    \item Der OpAmp U1 verstärkt die am Eingang anliegende Spannungsdifferenz, welche vom 
+        TIA-Eingangsstrom und Masse generiert wird
+    \item Die Ausgangsspannung von U1 wird durch OpAmp U2 weiter verstärkt.
+        U2 besitzt hierbei eine feste Verstärkung, welche durch den Widerstandsteiler Rx/Rx
+        festgelegt wird.
+    \item Der Ausgang von U2 wird über den Rückkoppelwiderstand an den TIA Ausgang angelegt.
+        Hierdurch wird die Verstärkerschleife geschlossen.
+    \item U1 regelt nun seinen eigenen Ausgang so, dass der Ausgang von U2 die
+        Eingangsspannung ausgleicht. Da U2 eine festgelegte Verstärkung besitzt,
+        übernimmt U1 zwangsweise die verbliebene Verstärkung, d.h. $R_f / A_\mathrm{U2}$.
+\end{enumerate}
+
 \begin{figure}[h]
     \centering
-    \missingfigure{Include example schematics!}
+    \includegraphics[scale=0.2]{grundlagen/CascadeOpAmp.drawio.png}
     \caption{\label{fig:opamp_gbwp_increase_schematics}Beispielhafte Schaltungen zur Erhöhung
         des OpAmp GBWP.}    
 \end{figure}
 
+Durch korrekte Auswahl von U1, U2 und der Verteilung der Verstärkung zwischen den OpAmps können
+so die Vorteile verschiedener OpAmps kombiniert werden. Es kann z.B. ein sensitiver und präziser
+aber langsamer OpAmp in der ersten Stufe mit kleinerer Verstärkung betrieben werden, und ein
+wesentlich schnellerer OpAmp in der zweiten Stufe die Gesamtverstärkung des Systems liefern.
+
+Als exemplarisches Beispiel wird der ADA4530 als erste Stufe gewählt. Dieser OpAmp hat
+ein exzellent niedriges Rauschen und geringe Eingangs-Leckströme, und ist optimiert
+für Messungen an hochimpedanten Eingängen. Er besitzt jedoch ein GBWP von lediglich
+$\SI{2}{\mega\hertz}$, welches für die festgelegten Anforderungen unzureichend ist.
+Mithilfe 
+einer LTSpice-Simulation wird nun untersucht, ob eine solche kaskadierte Verschaltung
+zu einem nutzbaren Gesamt-GBWP führen kann.
+
+\todo[inline]{Place cascaded ADA results here}
+
 \subsubsection{OpAmp-Rauschen}
+\label{chap:opamp_noise}
 
-In diesem Abschnitt wird das Rauschen des OpAmp
+In diesem Abschnitt wird das Rauschen der OpAmps in Bezug auf die TIA-Schaltung
+genauer untersucht.
+Die bereits in Kapitel \ref{chap:basics_opamp} dargelegten parasitären Effekte haben
+unterschiedliche Auswirkungen auf den Schaltkreis und das Rauschniveau,
+welche hier dargestellt werden sollen.
 
-\section{Untersuchung von Kompensationsmöglichkeiten}
+Das eingangsbezogene Stromrauschen des OpAmps hat einen direkten Effekt auf das gemessene
+Signal. Da der Eingang des TIA Ströme misst, wird das Stromrauschen lediglich auf das
+Eingangssignal hinzu addiert und mit Verstärkt. Eine Reduzierung des Effektes des Stromrauschens
+ist somit nicht möglich, lediglich die Auswahl eines OpAmps mit wenig Rauschen ist hierfür relevant.
+Mit hochperformanten OpAmps liegen typische Stromrausch-Werte im Bereich von 
+circa $\SI{10}{\femto\ampere\per\sqrt{\hertz}}$, welches mit der geforderten
+Bandbreite von $\SI{30}{\kilo\hertz}$ ungefähr ein eingangsbezogenes Rauschen von $\SI{1.73}{\pico\ampere}$ erzeugt.
 
-\section{Design der Schaltung}
-\todo{Is 'Design' an acceptable word?}
+Das Spannungsrauschen des OpAmp ist etwas komplexer.
+Am Eingang des TIAs interagiert dieses Rauschen mit der parasitären Eingangskapazität, und wirkt
+somit als zusätzliches Stromrauschen, entsprechend der Formel $I = U \cdot 2\pi f \cdot C$.
+Dieses Rauschen steigt somit sowohl mit größerer Eingangskapazität, als auch mit der Frequenz.
 
-\section{Design des PCBs}
+Mithilfe einer LTSpice-Simulation wird dieses Rauschverhalten genauer charakterisiert.
+Hierbei wird die in Abbildung \ref{fig:opamp_vin_noise_schematic} dargestellte Schaltung verwendet.
+Als OpAmp wird dabei der LTC6268-10 gewählt. Dies ist ein kommerziell erhältlicher OpAmp mit 
+genügend GBWP und kleinen Eingangsleckströmen, um als TIA nutzbar zu sein.
+
+\begin{figure}[h]
+    \centering
+    \missingfigure{Include OpAmp VIn-noise schematic here!}
+    \caption{\label{fig:opamp_vin_noise_schematic}Schaltkreis der LTSpice-Simulation zur 
+      Bestimmung OpAmp-Rauschens.}
+\end{figure}
+
+Variiert werden $C_\mathrm{in}$ sowie $R_\mathrm{f}$, um die Auswirkungen dieser Parameter
+betrachten zu können. Hierbei wird das Rauschen Eingangsbezogen gemessen, d.h. die Ausgangsspannung
+wird durch $R_\mathrm{f}$ dividiert, um den Eingangsstrom zu erhalten. Hierdurch lassen sich die
+Simulationswerte besser vergleichen. Die Ergebnisse sind in Abbildungen \ref{fig:opamp_vin_noise_rf}
+und \ref{fig:opamp_vin_noise_cin} dargestellt.
+
+\begin{figure}
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_LTC_Rf_Sweep_Noise.png}
+    \caption{\label{fig:opamp_vin_noise_rf}Rauschen in Abhängigkeit von $R_\mathrm{f}$}
+\end{figure}
+
+\todo[inline]{Redo the CIn simulation with more realistic feedback resistor.}
+
+\begin{figure}
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_LTC_Cin_Sweep_Noise.png}
+    \caption{\label{fig:opamp_vin_noise_cin}Rauschen in Abhängigkeit von $C_\mathrm{in}$}
+\end{figure}
+
+Deutlich zu erkennen ist eine starke Abhängigkeit des Rauschens von beiden Parametern.
+Die Eingangskapazität hat hierbei eine merkliche Auswirkung auf den frequenzabhängigen
+Teil des Rauschens, welcher ab ca. $\SI{100}{\hertz}$ bis $\SI{10}{\kilo\hertz}$
+anfängt zu dominieren.
+Bereits eine Kapazität von $\SI{10}{\pico\farad}$ erhöht das Rauschniveau merklich.
+Da die parasitäre Eingangskapazität stark vom physikalischen Schaltungsaufbau abhängig ist,
+muss somit bei der Auslegung des Designs auf niedrige Kapazität geachtet werden.
+
+Der Rückkoppelwiderstand hat einen ebenso großen Einfluss auf das Rauschen.
+Deutlich zu erkennen ist das Stromrauschen des Widerstandes selbst, beschrieben in Kapitel
+\ref{chap:r_para_calculations}. Es ist zusätzlich zu sehen, dass der Rückkoppelwiderstand
+auch auf das Rauschniveau der Eingangskapazität einen Einfluss nimmt, wobei ein
+größerer Widerstand das Rauschen abdämpft.
+Insgesamt soll somit auch für das OpAmp-Rauschen ein möglichst großer Rückkoppelwiderstand
+gewählt werden, um Rauscheffekte zu unterdrücken.

TeX/Kapitel/Auslegung/PCBDesign.tex

@@ -0,0 +1 @@
+

TeX/Kapitel/Auslegung/Schaltungsdesign.tex

@@ -0,0 +1,330 @@
+\section{Schaltungsdesign}
+
+In diesem Kapitel wird der Aufbau einer ersten Prototypen-Schaltung beschrieben.
+Anhand der in Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} festgelegten Zielwerte und der in den
+vorherigen Kapitel ermittelten parasitären Effekten und Kompensationsmöglichkeiten werden
+konkrete Bauteile für die Konstruktion eines ersten TIA verglichen und ausgewählt. Hiernach 
+wird die Schaltung des TIAs ausgelegt und dessen Funktionsweise erläutert.
+
+\subsection{TIA}
+
+\subsubsection{OpAmp Auswahl}
+
+In diesem Abschnitt wird auf die genaue Auswahl eines OpAmp für den hochimpedanten
+TIA-Eingang eingegangen.
+Dieser OpAmp legt viele wichtige Systemparameter fest, und
+bestimmt maßgeblich das Verhalten und das Rauschniveau des TIAs selbst.
+Zusammengefasst sind folgende Parameter von Bedeutung:
+
+\begin{itemize}
+    \item Hochimpedanter Eingang mit niedrigem Leckstrom.
+        Leckströme können das Messsignal verzerren oder überdecken. Da eine
+        Messung von Signalen im $\SI{1}{\nano\ampere}$-Bereich gewollt ist,
+        sollte der Leckstrom höchstens wenige $\SI{}{\pico\ampere}$ betragen, um
+        die Messung nicht zu beeinflussen.
+    \item Hohes GBWP. Eine hohe Verstärkerbandbreite ist notwendig, um bei
+       den hohen Verstärkungen des TIA stabil zu bleiben (siehe Kapitel \ref{chap:basics_opamp})
+    \item Niedriges Rauschen. Da das OpAmp-Spannungsrauschen mit der Eingangskapazität
+       interagiert, ist ein geringes Rauschen ein wichtiger Auswahlfaktor (siehe Kapitel \ref{chap:opamp_noise}).
+\end{itemize}
+
+
+Folgende OpAmps werden für die nähere Auswahl in Betracht gezogen:
+
+\begin{table}[h]
+    \centering
+    \caption{\label{table:select_opamp_parameters}Parameter der Ausgewählten OpAmps}
+    \begin{tabular}{ |l|r|r|r| }
+        \hline
+        OpAmp & Leckstrom & GBWP & Spannungsauschen @ $\SI{10}{\kilo\hertz}$ \\
+        \hline
+        ADA4530 & $\SI{20}{\femto\ampere}$ & $\SI{2}{\mega\hertz}$ & $\SI{14}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$ \\
+        ADA4817 & $\SI{2}{\pico\ampere}$ & $\SI{400}{\mega\hertz}$ & $\SI{5}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$ \\
+        LTC6268-10 & $\SI{4}{\femto\ampere}$ & $\SI{4}{\giga\hertz}$ & $\SI{14}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$ \\
+        LMP7721 & $\SI{20}{\femto\ampere}$ & $\SI{17}{\mega\hertz}$ & $\SI{6.5}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$ \\
+        \hline
+    \end{tabular}
+\end{table}
+\todo[inline]{Do we need to cite the Datasheets?}
+
+Aus diesen OpAmps werden zwei Kandidaten genauer in Betracht gezogen.
+Der {\em ADA4817} besitzt das niedrigste Eingangsrauschen der Auswahl
+und könnte somit das beste Ergebnis liefern, hat jedoch ein grenzwertiges
+GBWP und braucht somit eventuell die komplexere kaskadierte Verschaltung.
+Zudem ist der Eingangsleckstrom vergleichsweise hoch.
+Der {\em LTC6268-10} hat ein durchschnittliches Rauschniveau 
+und exzellenten Leckstrom sowie das beste GBWP der Sammlung, wodurch dieser
+Verstärker in einer einzelnen Stufe die Gesamtverstärkung von $\SI{1}{\giga\ohm}$ 
+erreichen kann.
+Dies vereinfacht den Schaltungsaufbau und bietet weniger Fehlerquellen.
+Es wird somit für diese Schaltung der LTC6268-10 gewählt.
+
+\subsubsection{TIA-Schaltung}
+\label{chap:tia_circuit_design}
+
+In diesem Unterkapitel wird nun die konkrete Schaltung des TIAs erstellt.
+
+Der Grundlegende Aufbau eines TIA-Schaltkreises wurde bereits in Kapitel
+\ref{chap:basics_tia} beschrieben. Da der LTC6268-10 ein ausreichendes 
+GBWP von $\SI{4}{\giga\hertz}$ hat, ist entsprechend Kapitel 
+\ref{chap:effects_opamp} keine kaskadierte Schaltung notwendig.
+
+Bezüglich des Rückkoppelwiderstandes ist sowohl für das 
+Widerstandsrauschen aus Kapitel \ref{chap:r_noise} sowie für das
+Verstärkerrauschen aus Kapitel \ref{chap:opamp_noise} ein möglichst großer
+Widerstand auszuwählen. Lediglich die parasitären Kapazitäten, beschrieben
+in Kapitel \ref{chap:r_para_calculations}, legen eine obere Grenze der 
+Widerstandsgröße fest. Diesbezüglich wird die Kompensationsmöglichkeit 
+der Serienschaltung sowie der Feldabschirmung aus 
+Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations} genutzt, um den Einfluss der
+Kapazitäten zu vermindern.
+
+Da die konkreten Werte der parasitären Effekte nicht bekannt sind, und
+in der Realität mit hoher Wahrscheinlichkeit größer sind als in der Simulation
+(durch z.B. andere Komponenten in der Nähe, welche kapazitiv koppeln), werden
+keine konkreten Werte für die Widerstände dieser Schaltung fest gelegt. Diese
+werden experimentell erprobt, um eine gute Balance der Eigenschaften zu bieten.
+
+\begin{figure}[h]
+    \centering
+    \includegraphics[width=0.9\linewidth]{Auslegung/v1.0/tia_stage.png}
+    \caption{\label{fig:tia_v1_design}Schematischer Schaltkreis des TIAs}
+\end{figure}
+
+Die Auslegung der Schaltung ist in Abbildung \ref{fig:tia_v1_design} zu sehen.
+U2 ist hierbei der TIA-Verstärker, wofür der bereits erwähnte LTC6268-10 genutzt
+wird. Die Rückkoppelwiderstände sind R15, R16, R17, R18, welche in einer 
+Reihe geschaltet werden um den Einfluss der Parallelkapazitäten zu verringern.
+Die Feldabschirmung wird hierbei durch Widerstände R10 bis R13 und R20 bis R23
+erzeugt, welche physikalisch neben den Rückkoppelwiderständen platziert werden.
+Sie formen einen Spannungsteiler, welcher die korrekten Potentiale für die Abschirmungen
+liefert. Über den Widerstand R24 können die Spannungsniveaus angepasst werden, falls
+das Potential der Abschirmung höher oder niedriger liegen muss.
+R14 und R19 bilden einen Spannungsteiler, welcher zusätzlich die Gesamtverstärkung
+der Schaltung anheben kann. Dies ist notwendig, da trotz Kompensation der 
+Parallelkapazitäten der gewünschte Wert von $\SI{1}{\giga\ohm}$
+nicht erreicht werden kann. Die Altium-Markierung ``{\em Leakage Clearance}''
+passt zudem einige Abstandsregeln des Platinendesign an.
+
+
+Bei der Auslegung der physikalischen Schaltung werden zusätzliche Einflüsse
+in Betracht gezogen, welche nicht direkt auf dem Schaltplan abbildbar sind.
+So ist z.B. eine vorsichtige Auslegung der Leitungen des Eingangskanals
+notwendig; diese muss möglichst klein gehalten werden um Kapazitäten zu 
+verringern. Aus dem gleichen Grund werden Kupferflächen reduziert und
+als Muster anstatt als ausgefüllte Flächen ausgeführt.
+Um einen Ladungsaufbau zu verhindern, muss der Isolations-Lack
+der Platine um den Rückkoppelpfad entfernt werden, während Leckströme durch
+weitere Abschirmungspfade verringert werden.
+
+\begin{figure}[h]
+    \centering
+    \includegraphics[width=0.7\textwidth]{Auslegung/v1.0/tia_pcb.png}
+    \caption{\label{fig:tia_v1_pcb}Platinendesign der TIA-Schaltung}
+\end{figure}
+
+Abbildung \ref{fig:tia_v1_pcb} zeigt das Design der Platine für den Teil
+des TIAs selbst. Der Messeingang ist hierbei der runde Kreis des inneren
+Anschlusses der SMA-Buchse. Dieser ist möglichst eng an den Verstärker U2 
+sowie der Kaskade der Rückkoppelwiderstände angeschlossen.
+Um den gesamten hochimpedanten Bereich wird der Lötstopplack entfernt, 
+und der Bereich des TIA-Eingangs wird mit einem geerdeten Pfad umgeben,
+um Oberflächenladungen und Leckströme ableiten zu können.
+
+Die Abschirmungselektroden der Widerstände werden aus mehreren Kupferlagen 
+aufgebaut. Abbildung \ref{fig:tia_v1_shielding} zeigt den Aufbau inklusive 
+innerer Lagen von zwei Elektroden. Rot repräsentiert hierbei die oberste Lage
+von Kupfer, Beige die erste innere Lage, welche hinter einer dünnen
+Isolationsschicht unter der obersten Lage liegt.
+Oben und unten sind die Widerstände der Abschirmung zu finden, während der
+eigentliche Rückkoppelwiderstand in der Mitte platziert wird. Die Kontakte
+des Rückkoppelwiderstandes sind hierbei auf der obersten Lage von einem
+dünnen Pfad zur Abschirmung umgeben.
+Auf der zweiten Lage wird eine Kupferfüllung untergebracht, welche auf dem
+gleichen Potential der Abschirmung liegt. Diese Füllung dient zur 
+Verringerung der Feldstärke im Platinenmaterial selbst.
+
+\begin{figure}[h]
+    \centering
+    \includegraphics[width=0.7\textwidth]{Auslegung/v1.0/shielding.png}
+    \caption{\label{fig:tia_v1_shielding}Aufbau der Schirmelektroden des 
+        Rückkoppelpfades}
+\end{figure}
+
+Um den Einfluss der Abschirmung abschätzen zu können, wird eine zweite Version der
+Schaltung ohne diese Schirmungselektroden ausgelegt. Hierfür werden die Widerstände
+sowie die Kupferflächen der Elektroden entfernt. Sie werden nicht durch Erdflächen 
+ersetzt, um keine zusätzliche Erdkapazität in den hochimpedanten Pfad ein zu koppeln.
+
+
+\subsection{Unterstützende Schaltungen}
+In den folgenden Paragraphen werden weitere unterstützende Schaltungen 
+beschrieben, welche für die korrekte Funktionsweise des TIA nötig sind,
+jedoch selbst nicht kritisch für die Charakteristik des TIAs sind, da
+sie ohne große Anforderungen an Präzision o.ä. erstellt werden können.
+Dieser Schaltungselemente werden somit kurz und der vollständigkeit 
+halber beschrieben.
+
+\subsubsection{Filter-Stufe}
+
+Entsprechend der in Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} festgelegten
+Zielwerte solle der Schaltkreis eine Bandbreite von $\SI{30}{\kilo\hertz}$
+erreichen. Der im Kapitel \ref{chap:tia_circuit_design} erstellte Schaltkreis
+wird auf eine Bandbreite knapp über $\SI{30}{\kilo\hertz}$ abgestimmt,
+wobei der parasitäre RC-Filter einen Abfall von -20dB/Dekate besitzt.
+
+Da bekannt ist dass das zu messende Signal mit einer Bandbreite von $\SI{30}{\kilo\hertz}$
+vor liegt, können alle Frequenzen hierüber möglichst stark gedämpft werden.
+Dies verringert das Rauschniveau, da die TIA-Schaltung selbst ein recht breites
+Rauschspektrum bis in die obigen $\SI{100}{\kilo\hertz}$ besitzt. Hierfür können
+aktive Filter verwendet werden, welche mithilfe von OpAmps, Widerständen und Kapazitäten
+wesentlich schneller abfallende Frequenzgänge erreichen können als herkömmliche RC-Filter.
+Diese Filter werden an den Ausgang des TIA angeschlossen.
+
+Für diese Anwendung wird ein sog. Butterworth-Filter mit zwei Stufen gewählt. Dieser
+Filter bietet einen flachen Frequenzgang mit steilem Abfall von -80dB/Dekade ab der 
+Grenzfrequenz.
+Er besteht aus zwei in Reihe geschalteten OpAmps in aktiver Filter-Konfiguration, und
+kann somit mit leicht erhältlichen Dual-Package OpAmps erstellt werden. Für die genaue 
+Auslegung des Filters wurde das ``Filter-Design-Tool'' von Analog Devices (siehe \cite{ADFilterDesign}) genutzt,
+welches für die angegebenen Filter-Parameter eine Schaltung berechnet, da die 
+händische Berechnung der Komponenten vor allem bei Einhaltung der
+Komponentenreihen (E24) nicht trivial ist. 
+
+\begin{figure}[h]
+    \centering
+    \includegraphics[width=0.9\linewidth]{Auslegung/filter_stage.png}
+    \caption{\label{fig:filter_stage_design}Schaltkreis der berechneten Filter-Stufe nach \cite{ADFilterDesign}}
+\end{figure}
+
+\begin{figure}[h]
+    \centering
+    \includegraphics[width=0.9\linewidth]{Auslegung/filter_stage_bandwidth.png}
+    \caption{\label{fig:filter_stage_bandwidth}Bandbreite der berechneten Filter-Stufe nach \cite{ADFilterDesign}}
+\end{figure}
+
+Die erstellte Filter-Stufe ist in
+Abbildung \ref{fig:filter_stage_design} dargestellt. Die berechnete Transferfunktion
+dieses Filters ist in Abbildung \ref{fig:filter_stage_bandwidth} aufgezeichnet.
+Zu sehen ist eine glatte Transferfunktion bis hin zum -3dB-Punkt bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$, 
+nach welchem wie erhofft ein steiler Abfall von -80dB/Dekade vor liegt.
+Somit werden Rauschanteile sowie andere Störsignale bereits ab $\SI{50}{\kilo\hertz}$ um einen Faktor
+von 20dB gedämpft.
+
+\subsubsection{Ausgangstreiber}
+\label{chap:design_output_driver}
+
+Der Ausgang des Verstärkers wird an einen Analog-Digital-Wandler (im Folgenden ``ADC'') angeschlossen.
+Dieser wandelt die analoge Spannung in ein digitales Messsignal für die weitere Auswertung
+um. Verschiedene ADCs benötigen verschiedene Spannungsniveaus des Messsignals, sowie
+teilweise ein differentielles Signal. Aus diesem Grund wird eine Verstärkerstufe rein 
+für die Umsetzung der Spannungslevel erstellt, welche durch Anpassung der Widerstände
+diverse Verstärkungen und Offsets ermöglicht. Die genauen Widerstände müssen je nach ADC
+gewählt werden, somit werden vorerst Platzhalter genutzt.
+Diese Stufe ist in Abbildung \ref{fig:design_output_driver} dar gestellt.
+
+\begin{figure}[H!]
+    \centering
+    \includegraphics[width=0.75\linewidth]{Auslegung/output_driver.png}
+    \caption{\label{fig:design_output_driver}Schaltkreis des Ausgangstreibers}
+\end{figure}
+
+
+\subsubsection{Spannungsversorgung}
+\label{chap:power_supply_design}
+
+Für die korrekte Operation des TIA müssen die für die Verstärker benötigten Spannungen
+bereit gestellt werden. Hierbei ist eine hohe Qualität, d.h. ein stabiles Spannungsniveau auch
+unter Last sowie ein möglichst geringes Rauschen der Versorgung, notwendig. Zudem ist
+eine differentielle Spannungsversorgung notwendig.
+
+Um all dies zu erreichen, wird die Spannungsversorgung aus zwei Stufen aufgebaut:
+
+\begin{enumerate}
+    \item Ein isolierender DC/DC Wandler mit dualem Ausgang, der {\em TDN 3-2423}, liefert
+        $\SI{\pm 15}{\volt}$ Spannung mit einem weiten Eingangsspannungsbereich.
+        Durch die Isolation können sog. Ground-Loops,
+        d.h. Schleifen aus Erdverbindungen, vermieden werden. Diese können als Antennen
+        fungieren und somit zusätzliches Rauschen einfangen. Eine Isolation verhindert dies
+        effektiv. Der duale Spannungsausgang des Wandlers vereinfacht zudem die Versorgung
+        der Verstärker. Von Nachteil ist ein recht hoher Rauschanteil am Ausgang des Wandlers.
+        Der Schaltkreis des DC/DC-Wandlers ist in Abbildung \ref{fig:design_power_dcdc} dargestellt.
+    \item Um das Rauschniveau zu reduzieren, und um den TIA-OpAmp mit der korrekten 
+        Spannung versorgen zu können, wird ein Linearregler genutzt. Dieser Typ von Regler
+        bietet einen sehr stabilen und rauscharmen Ausgang, und eignet sich somit gut für die
+        Versorgung von sensitiven Bauteilen.
+        Ein dedizierter Zweikanal-Linearregler, der {\em LT3032}, wird über einen
+        RC-Filter mit der DC/DC-Spannung versorgt, und liefert die
+        notwendigen Spannungen für den TIA selbst. Dieser Regler ist speziell für
+        niedrige Rauschlevel konzipiert, und ist somit bestens für die Bereitstellung
+        einer stabilen Spannung geeignet.
+        Der Schaltkreis des Linearreglers ist in Abbildung \ref{fig:design_power_ldo} dargestellt.
+\end{enumerate}
+
+\begin{figure}[H!]
+    \centering
+    \includegraphics[width=0.8\linewidth]{Auslegung/power_dcdc.png}
+    \caption{\label{fig:design_power_dcdc}Schaltkreis des DCDC-Wandlers der Stromversorgung}
+\end{figure}
+
+\begin{figure}[H!]
+    \centering
+    \includegraphics[width=0.8\linewidth]{Auslegung/power_ldo.png}
+    \caption{\label{fig:design_power_ldo}Schaltkreis des Linearreglers der TIA-Versorgung}
+\end{figure}
+
+\subsection{Auslegung des PCB}
+
+In diesem Abschnitt soll auf die konkrete Platzierung der im vorherigen Teil beschriebenen
+Komponenten eingegangen werden. Eine korrekte Positionierung ist notwendig, um Störsignale
+zu minimieren, da gewisse Schaltungsteile eigene Rauschquellen sind.
+
+\begin{figure}[h]
+    \centering
+    \missingfigure{Include PCB screenshot here!}
+    \caption{\label{fig:v1_pcb_design}3D-Modell des gesamten TIA-Schaltkreises.}
+\end{figure}
+
+Abbildung \ref{fig:v1_pcb_design} zeigt den Aufbau der Platine mit allen Komponenten.
+Die einzelnen Elemente des TIA sind von links nach rechts wie folgt angeordnet:
+
+\begin{enumerate}
+    \item Der DC/DC-Wandler der Spannungsversorgung muss möglichst weit vom Verstärker 
+        selbst angebracht werden, da die Schaltvorgänge des Wandlers Störsignale ausbilden
+        können. 
+    \item Mittig auf der Platine ist der Linearregler sowie die Filter-Stufe und
+        der Ausgangstreiber angebracht. Der Linearregler ist hierbei möglichst nah
+        an den Spannungseingang des TIA-Verstärkers gelegt, um die Distanz hierzu zu
+        vermindern. Die Ausgangs-Stufe ist nicht rauschanfällig, und kann somit beliebig
+        platziert werden.
+    \item Auf der rechten Seite der Platine wird der TIA-Teil selbst platziert. Somit
+        ist garantiert, dass keine unnötigen Stromflüsse durch diesen Verstärkerteil
+        fließen können. Das gesamte TIA-System wird zur Minimierung externer Einflüsse 
+        zudem in ein Schirmgehäuse untergebracht.
+\end{enumerate}
+
+Zusätzlich zu den bereits etablierten Komponenten der Schaltung werden einige
+mechanische Verbindungen zur Operation des Schaltkreises untergebracht:
+
+\begin{itemize}
+    \item Vier M3-Schraublöcher werden an den Enden der Platine zur mechanischen
+        Befestigung bereit gestellt.
+    \item Ein 2-Pin PSK-Stecker dient zur Stromversorgung
+    \item Mehrere diverse PSK-Stecker sowie Testpads werden entlang der Schaltung
+        platziert, um Spannungen sowie Signale überprüfen zu können. Dies
+        beinhaltet mitunder die Ausgänge des DC/DC-Wandlers, 
+        des Linearreglers, sowie den ungefilterten Ausgang des TIAs selbst.
+    \item Zur Verbindung des TIA Eingangs sowie Bereitstellung des Ausgangssignals
+        werden SMA-Steckverbindungen benutzt. Diese sind besonders gut geeignet
+        für Signale die einer Schirmung und präzisen Übertragung benötigen,
+        und sind somit gut geeignet für das Eingangs- und Ausgangssignal des Verstärkers.
+\end{itemize}
+
+Die Plazine wird mithilfe von Standard-Anfertigungsverfahren hergestellt.
+\todo[inline]{How much of this should we write down here?}
+
+\begin{figure}[h]
+    \centering
+    \missingfigure{Add *good* picture of the PCB here :>}
+    \caption{\label{fig:v1_pcb_picture}Bild des fertig gestellten TIA-PCBs}
+\end {figure}

TeX/Kapitel/Grundlagen.tex

@@ -159,6 +159,7 @@ Ein realer OpAmp kann für viele Anwendungen als nahezu ideal angesehen werden.
 \end{figure}
 
 \section{Aufbau eines Transimpedanzverstärkers}
+\label{chap:basics_tia}
 
 \todo[inline]{Should we add integrating TIA as well?}
 

TeX/Literaturverzeichnis.bib

@@ -65,4 +65,13 @@
 	month = may,
 	note = {[Online; accessed 13. May 2024]},
 	url = {https://en.wikipedia.org/w/index.php?title=Johnson-Nyquist_noise&oldid=1222085733}
-}
+}
+
+@misc{ADFilterDesign,
+	author = {{Analog Devices}},
+	title = {{Filter Design Tool}},
+	year = {2024},
+	month = july,
+	note = {[Online; accessed 05. July 2024]},
+	url = {https://tools.analog.com/en/filterwizard/}
+}

TeX/config/hyphenation.tex

@@ -5,5 +5,4 @@
 \hyphenation{Ei-gen-er-wär-mung}
 \hyphenation{STMCubeIDE}
 \hyphenation{Span-nungs-rau-schen}
-
-
+\hyphenation{Komponenten-reihen}