corrections(mom): done for now

.gitignore

@@ -14,4 +14,5 @@
 *.toc
 *.fls
 *.bbl
-*blg
+*blg
+*.pdf

Images/Datavis/generate_plot.py

@@ -290,7 +290,7 @@ def generate_plot(plot_config):
     for data_process_step in plot_config.get('data_processing_steps', []):
         perform_processing_step(data_process_step, plot_data, plot_config)
 
-    fig = plt.figure();
+    fig = plt.figure(figsize=(6.5, 4));
 
     if(plot_config['type'] == 'lt_sweep'):
         plot_lt_sweep(fig, plot_config, plot_data);

TeX/Kapitel/Auslegung.tex

@@ -1,22 +1,26 @@
+\cleardoublepage
 \chapter{Entwicklung des Transimpedanzverstärkers}
 
 In diesem Kapitel wird auf die Auslegung eines spezifischen TIV-Schaltkreises eingegangen.
 Es werden die zu erreichenden Zielparameter des Verstärkers festgelegt und erläutert.
-Hiernach werden verschiedene Bauteile zur Auswahl gezogen, wobei die limitierenden parasitären Effekte dieser dar gestellt werden.
+Hiernach werden verschiedene Bauteile zur Auswahl gezogen, wobei die limitierenden parasitären Effekte dieser dargestellt werden.
 Eine Auswahl der Bauteile wird mit Hinsicht auf die Zielparameter des Designs durchgeführt.
 
 \section{Zielparameter}
 \label{chap:tia_design_goals}
 
 Wie in Abschnitt \ref{chap:tia_in_ims} dargestellt, ist die Aufgabe eines TIVs im IMS,
-die Stromflüsse der Ionenpackete auf eine messbare Spannung zu verstärken. Hierbei soll der TIV die Form eines solchen
-Packetes möglichst akkurat dar stellen. Für das in dieser Arbeit ausgewählte IMS-Verfahren ist bereits die Größe der Ionen-Pakete bekannt\todo{Insert ref here}.
+die Stromflüsse der Ionenpakete auf eine messbare Spannung zu verstärken. Hierbei soll der TIV die Form eines solchen
+Paketes möglichst akkurat darstellen.
+Für das in dieser Arbeit ausgewählte IMS-Verfahren ist bereits die Größe der Ionen-Pakete bekannt\todo{Insert ref here}.
 Somit können aus diesen Messwerten die Zielwerte des Verstärkers abgeleitet werden.
 
 Für eine erste Auslegung wird das folgende IMS-System angestrebt: \todo[inline]{Describe IMS}.
-Dieses generiert Ionenpackete mit einer Gausschen Verteilung \todo{verify this} mit einer Standardabweichung von circa $\SI{1.5}{\micro\second}$.
-Um diese Packete abbilden zu können ist eine Bandbreite von mindestens $\SI{30}{\kilo\hertz}$ notwendig.
-Die größte Peak-Amplitude, die hierbei zu erwarten ist, ist circa \todo{Insert peak amplitude}. Somit reicht ein Eingangsbereich des TIV von $\pm\SI{1}{\nano\ampere}$.
+Dieses System generiert Ionenpakete mit einer Gausschen Verteilung \todo{verify this} mit einer Standardabweichung von circa $\SI{1.5}{\micro\second}$.
+Eine beispielhafte Messung eines IMS-Systemes ist in Abbildung \ref{fig:example_ims_peak} dargestellt.
+Um diese Pakete abbilden zu können ist eine Bandbreite von mindestens $\SI{30}{\kilo\hertz}$ notwendig.
+Die größte Peak-Amplitude, die hierbei zu erwarten ist, ist circa \todo{Insert peak amplitude}.
+Somit reicht ein Eingangsbereich des TIV von $\pm\SI{1}{\nano\ampere}$.
 
 \begin{figure}
     \centering
@@ -28,18 +32,21 @@ Der Ausgang des TIV wird einen Analog-Digital-Wandler (im folgenden ADC) antreib
 Spannungssignal in ein digitales Signal um, welches vom Rest des Systems ausgewertet werden kann. Der im Ziel-IMS ausgewählte ADC,
 der \todo{insert ADC name}, hat einen Eingangsbereich von $\pm\SI{2}{\volt}$\todo{verify}. Somit kann die Gesamtverstärkung des TIVs festgelegt werden als:
 $A_\mathrm{TIV} = V_\mathrm{out}/I_\mathrm{in} = \SI{2}{\volt} / \SI{1}{\nano\ampere} = \SI{2}{\giga\ohm}$
+\todo{Check about rewriting this}
 
+\cleardoublepage
 \section{Analyse der Parasitäreffekte}
 
-Im folgenden werden die bereits in Kapiteln 
-\ref{chap:basics_parasitics} und \ref{chap:basics_opamp} beschriebenen parasitären Effekte
-im Kontext des TIVs genauer untersucht. Die Auswirkungen der verschiedenen Effekte auf das Verhalten 
-der Schaltung werden beschrieben, und Grenzwerte für bestimmte Parameter mithilfe der Zielparameter bestimmt.
-Ebenfalls werden Möglichkeiten zur Reduktion einiger Parasitäreffekte beschrieben.
+
+Kapitel \ref{chap:basics_parasitics} und \ref{chap:basics_opamp} beschreiben grundlegende
+parasitäre Effekte einiger Bauteil. Im Folgenden sollen diese Effekte genauer auf ihren
+Einfluss auf eine TIV-Schaltung genauer untersucht werden.
+Grenzwerte für bestimmte Parameter mithilfe der Zielparameter sollen bestimmt werden, und
+Möglichkeiten zur Reduktion einiger Parasitäreffekte werden untersucht.
 
 \subsection{Effekte der passive Bauelemente}
 
-In diesem Kapitel wird auf das Verhalten der passiven Bauteile eingegangen, und wie deren parasitäre
+Folgend wird auf das Verhalten der passiven Bauteile eingegangen und wie deren parasitäre
 Effekte den Schaltkreis beeinflussen. Dies bezieht sich überwiegend auf den Rückkoppelwiderstand und
 die parasitären Kapazitäten der Schaltung.
 
@@ -47,14 +54,15 @@ die parasitären Kapazitäten der Schaltung.
 \label{chap:r_noise}
 
 Wie bereits in Kapitel \ref{chap:basics_parasitics} beschrieben, besitzen resistive Bauteile
-ein thermisches Rauschen. In diesem Abschnitt wird der Einfluss des Rauschens untersucht.
+ein thermisches Rauschen. In diesem Abschnitt wird der Einfluss des Rauschens auf 
+die Messungen eines TIVs untersucht.
 
 In einem TIV-Schaltkreis gibt es ein Bauteil mit hohem Widerstand: Der Rückkoppelwiderstand.
 Somit wird vermutet, dass dieser Widerstand eine dominierende Quelle des thermischen Rauschens ist.
 Laut Gleichung \ref{eqn:thermal_voltage_noise} wächst die Amplitude des Spannungsrauschens mit der Wurzel des
 Widerstandswertes, wodurch eine erste Vermutung ist, dass ein kleinerer Widerstand besser wäre.
 Für einen TIV ist der Eingang jedoch ein strombasierter Eingang. Somit muss das Stromrauschen betrachtet werden.
-Dies lässt sich berechnen wie folgt:\todo{Cite or explain this}
+Dies lässt sich wie folgt berechnen:\todo{Cite or explain this}
 
 \begin{eqnarray}
     I_\mathrm{n,rms} & = & \frac{V_\mathrm{n,rms}}{R} \\
@@ -71,25 +79,33 @@ gesamten Rückkoppelwiderstandes angestrebt werden.
 
 Der Rückkoppelwiderstand ist ein zentrales Bauteil des TIVs, welcher die Verstärkung 
 des gesamten Schaltkreises festlegt.
-Alle Bauteile eine parasitäre Kapazität, 
-wie in Kapitel \ref{chap:basics_parasitics} festgelegt wurde.
-Abbildung \ref{fig:example_r_cp} in diesem Kapitel zeigt, dass diese Kapazität
+Alle Bauteile besitzen parasitäre Kapazitäten, 
+wie in Kapitel \ref{chap:basics_parasitics}
+beschrieben wurde.
+Abbildung \ref{fig:example_r_cp} auf Seite \pageref{fig:example_r_cp} zeigt, dass diese Kapazität
 an hochohmigen Widerständen schon bei geringeren Frequenzen einen Einfluss auf die Bandbreite haben kann.
 Im Falle des Rückkoppelwiderstandes sorgt die Verringerung der Impedanz für eine Verringerung
-der Verstärkung des OpAmp, und somit für eine reduzierte Bandbreite des gesamten Verstärkers. Diese Einschränkung
+der Verstärkung des OpAmp und somit für eine reduzierte Bandbreite des gesamten Verstärkers. Diese Einschränkung
 darf nicht unter die in Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} festgelegte Zielbandbreite fallen.
 
-Nun soll genauer auf den Ursprung der Kapazität, den zu erwartenden Wert, sowie mögliche Mitigationen eingegangen werden.
-Um dies zu erreichen, wird eine Simulation in dem Programm ``CST Studio Suite 2021'' eingerichtet. Dieses Programm erlaubt die Simulation
+Um die Ursprünge, Grenzwerte und eventuelle Mitigationen dieser Kapazität besser zu verstehen, wird genauer auf 
+diese eingegangen.
+Hierfür wird eine Simulation in dem Programm ``CST Studio Suite 2021'' eingerichtet. Dieses Programm erlaubt die Simulation
 verschiedener elektrostatischer und dynamischer Modelle, um zum Beispiel die kapazitive Kopplung einer Schaltung untersuchen zu können.
 
 Als erster Ansatz wird von einem Dickfilm-Widerstand im Gehäuseformat ``1206'' ausgegangen.
-Diese Größe bietet eine angemessene Auswahl von Widerstandswerten in der Größenordnung eines TIV-Rückkoppelwiderstandes an,
+Diese Größe bietet eine angemessene Auswahl von Widerstandswerten in der Größenordnung eines TIV-Rückkoppelwiderstandes an
 und ist leicht erhältlich. Somit ist dies ein guter Kanditat für den im späteren Design verwendeten Widerstand.
 Diese Art von Widerstand besteht aus einem Keramik-Kern mit zwei metallisierten Anschlüssen an den Enden und einem Kohle-Film, welcher
-den eigentlichen elektrischen Widerstand bildet. Das in CST erstellte Modell diesen ist in Abbildung \ref{fig:cst_model_1206} dargestellt.
+den eigentlichen elektrischen Widerstand bildet.
+Das in CST erstellte Modell hierfür ist in Abbildung \ref{fig:cst_model_1206} dargestellt.  
 
-\begin{figure}[h]
+Eine weitere mögliche Bauart eines Widerstandes ist die sog. Flipchip-Terminierung.
+Hierbei wird die Metallisierung nur auf einer Seite der Keramik, neben dem Widerstandsfilm, aufgebracht.
+Dies soll Streueffekte und Kapazitäten verringern. Das für diese Widerstandsart erstellte Modell ist 
+in Abbildung \ref{fig:cst_model_1206_flipchip} dargestellt.
+
+\begin{figure}[hb]
     \begin{subfigure}[t]{.5\linewidth}
         \centering
         \includegraphics[width=0.9\textwidth]{entwicklung/cst_model_r1206.png}
@@ -100,24 +116,20 @@ den eigentlichen elektrischen Widerstand bildet. Das in CST erstellte Modell die
         \includegraphics[width=0.9\textwidth]{entwicklung/cst_model_r1206_flipchip.png}
         \subcaption{\label{fig:cst_model_1206_flipchip}Modell des 1206-Flipchip-Widerstandes}
     \end{subfigure}
-    \caption[CST-Widerstandsmodelle]{Die in CST Studio Suite 2021 erstellten Widerstandsmodelle.
-    Zu sehen ist die Keramik in weiß, die Metallkontakte in Braun, und der Kohlefilm in Dunkellila}
+    \caption[Simulationsmodelle der Widerstände in CST]{Die in CST Studio Suite 2021 erstellten Widerstandsmodelle.
+    Zu sehen ist die Keramik in weiß, die Metallkontakte in Braun, und der Kohlefilm in Dunkellila.
+    Eigene Modellierung.}
   \end{figure}
-  
 
-Eine weitere mögliche Bauart eines Widerstandes ist die sog. Flipchip-Terminierung.
-Hierbei wird die Metallisierung nur auf einer Seite der Keramik, neben dem Widerstandsfilm, aufgebracht.
-Dies soll Streueffekte und Kapazitäten verringern. Das für diese Widerstandsart erstellte Modell ist 
-in Abbildung \ref{fig:cst_model_1206_flipchip} dargestellt.
-
-Mithilfe dieser Modelle werden nun die kapazitiven Kopplungen bestimmt.
+Mithilfe dieser Modelle werden die kapazitiven Kopplungen bestimmt.
 Hierfür wird der ``Electrostatic Solver'' genutzt, welcher die elektrischen Felder im statischen Zustand,
-sowie die kapazitive Kopplung von Potentialflächen, berechnet. Die Widerstände werden hierbei auf einer Grundfläche aus FR4 platziert.
+sowie die kapazitive Kopplung von Potentialflächen berechnet. Die Widerstände werden hierbei auf einer Grundfläche aus FR4 platziert.
 Dies entspricht dem Platinenmaterial einer reellen Platine, welches durch sein Dielektrikum auch Einfluss auf die Kapazitäten hat.
 Der Flipchip-Widerstand wird hierbei mit den Kontakten nach unten zeigend simuliert. Bei dem Standard-1206 Gehäuse
 werden zwei Anbringungsmöglichkeiten (Widerstandsbelag nach oben und nach unten) getestet.
+Die exakte Konfiguration der Simulation ist in Abbildung \ref{fig:cst_r_sim_setup} dargestellt.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \scalebox{-1}[1]{
         \includegraphics[width=0.7\textwidth]{entwicklung/cst_model_simsetup.png}
@@ -128,12 +140,20 @@ werden zwei Anbringungsmöglichkeiten (Widerstandsbelag nach oben und nach unten
 \end{figure}
 
 In der Simulation werden die metallisierten Enden der Widerstände auf unterschiedliche 
-potentiale gelegt, um das E-, D- und Potentialfeld berechnen zu können.
-Hierbei wird $\pm\SI{0.5}{\volt}$ gewählt, um ein Gesamtpotential von $\SI{1}{\volt}$ auf zu bauen, wobei
-die Auswahl der Potentialwerte auf die von CST berechnete Kapazität keinen Einfluss nimmt, und lediglich zur
+Potentiale gelegt, um die elektrischen Felder berechnen zu können.
+Hierbei wird $\pm\SI{0.5}{\volt}$ gewählt, um ein Gesamtpotential von $\SI{1}{\volt}$ aufzubauen, wobei
+die Auswahl der Potentialwerte auf die von CST berechnete Kapazität keinen Einfluss nimmt und lediglich zur
 Visualisierung dient.
 
-\begin{table}[h]
+Die Ergebnisste sind in Tabelle \ref{table:para_r_cf} dargestellt. Deutlich zu erkennen ist eine
+Verringerung der parasitären Kapazität bei der Flipchip-Technologie. Die Anbringung des Standard-1206 
+Widerstandes hat nur eine kleine Auswirkung auf die Kapazität, wobei die normale Anbringung (Film obig)
+etwas besser scheint. Zusätzlich wurde die Kapazität in das Vakuum bzw. Erde berechnet.
+Dies beeinflusst nicht direkt die Übertragungsfunktion des Widerstandes, trägt jedoch zu z.B. 
+der Eingangskapazität bei. Zudem scheint es keine großen Unterschiede bei der Anbringung des 
+1206-Widerstandes zu geben, wofür im Folgenden nur noch die Standard-Anbringung betrachtet wird.
+
+\begin{table}[hb]
     \centering
     \caption{\label{table:para_r_cf}Ergebnisse der Kapazitätsberechnung}
     \begin{tabular}{ |l|r|r| }
@@ -147,17 +167,9 @@ Visualisierung dient.
     \end{tabular}
 \end{table}
 
-Die Ergebnisste sind in Tabelle \ref{table:para_r_cf} dargestellt. Deutlich zu erkennen ist eine
-Verringerung der parasitären Kapazität bei der Flipchip-Technologie. Die Anbringung des Standard-1206 
-Widerstandes hat nur eine kleine Auswirkung auf die Kapazität, wobei die normale Anbringung (Film obig)
-etwas besser scheint. Zusätzlich wurde die Kapazität in das Vakuum bzw. Erde berechnet.
-Dies beeinflusst nicht direkt die Übertragungsfunktion des Widerstandes, trägt jedoch zu z.B. 
-der Eingangskapazität bei. Zudem scheint es keine großen Unterschiede bei der Anbringung des 
-1206-Widerstandes zu geben, wofür im Folgenden nur noch die Standard-Anbringung betrachtet wird.
-
 Mithilfe der ersten Kapazitätswerte und der in Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} bestimmten Bandbreite
 lässt sich nun ein oberer Grenzwert des Rückkoppelwiderstandes berechnen.
-Dies ergibt aus der Gleichung der Grenzfrequenz eines RC-Filters, beschrieben in Gleichung \ref{eqn:max_rf}.
+Dies ergibt sich aus der Gleichung der Grenzfrequenz eines RC-Filters, beschrieben in Gleichung \ref{eqn:max_rf}.
 Die berechneten Grenzwerte der Widerstände sind in Tabelle \ref{table:para_r_max} dargestellt.
 
 \begin{eqnarray}
@@ -167,7 +179,7 @@ Die berechneten Grenzwerte der Widerstände sind in Tabelle \ref{table:para_r_ma
     R_f & \leq & 2\pi\cdot \left(\SI{30}{\kilo\hertz}\cdot C_f\right)^{-1}\label{eqn:max_rf}
 \end{eqnarray}
 
-\begin{table}[h]
+\begin{table}[hb]
     \centering
     \caption{\label{table:para_r_max}Obere Grenzwerte der Widerstandsauswahl}
     \begin{tabular}{ |l|r| }
@@ -182,9 +194,9 @@ Die berechneten Grenzwerte der Widerstände sind in Tabelle \ref{table:para_r_ma
 \end{table}
 
 Für den gesamten TIV ist nach Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} eine Gesamtverstärkung
-von ca. $\SI{2}{\giga\ohm}$ gewünscht, und entsprechend des vorherigen Kapitels ist ein möglichst großer
+von ca. $\SI{1}{\giga\ohm}$ gewünscht und entsprechend des vorherigen Kapitels ist ein möglichst großer
 Rückkoppelwiderstand vorteilhaft. Somit wird nun mithilfe der Simulationen nach der Quelle
-dieser Kapazität gesucht, und Möglichkeiten zur Verringerung dieser (und somit Steigerung der Widerstandsgrenze) gesucht.
+dieser Kapazität und nach Möglichkeiten zur Verringerung dieser (und somit Steigerung der Widerstandsgrenze) gesucht.
 
 Abbildungen \ref{fig:cst_r_potentials} und \ref{fig:cst_r_ds} zeigen die Ergebnisse der Feldsimulationen
 auf. Vor allem die Darstellung des D-Feldes gibt Hinweise auf die Positionen der parasitären Kapazitäten,
@@ -202,31 +214,35 @@ nützlich.\todo{Rewrite this more understandably}
     \centering
     \begin{subfigure}[b]{1\linewidth}
         \centering
-        \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/cst_estatic/potential_all.png}
+        \includegraphics[width=0.7\textwidth]{entwicklung/cst_estatic/potential_all.png}
         \subcaption{\label{fig:cst_estatic_potential_all}Potentialfeld der Widerstände aus oberer Ansicht}
     \end{subfigure}
 
     \vspace{2pt}
 
-    \hspace{0.1\linewidth}%
-    \begin{subfigure}[t]{.25\linewidth}
+    \hspace{0.15\linewidth}%
+    \begin{subfigure}[t]{.22\linewidth}
         \centering
         \includegraphics[width=1\textwidth,trim={0 0 0 0.8cm},clip]{entwicklung/cst_estatic/potential_3t_t}
         \subcaption{Potential innerhalb des nach oben zeigenden 1206 Widerstandes}
     \end{subfigure}\hfill%
-    \begin{subfigure}[t]{.25\linewidth}
+    \begin{subfigure}[t]{.22\linewidth}
         \centering
         \includegraphics[width=1\textwidth]{entwicklung/cst_estatic/potential_3t_b}
         \subcaption{Potential innerhalb des herunterzeigenden 1206 Widerstandes}
     \end{subfigure}\hfill%
-    \begin{subfigure}[t]{.25\linewidth}
+    \begin{subfigure}[t]{.22\linewidth}
         \centering
         \includegraphics[width=1\textwidth]{entwicklung/cst_estatic/potential_flip}
         \subcaption{Potential innerhalb des Flipchip}
-    \end{subfigure}\hspace{0.1\linewidth}
+    \end{subfigure}\hspace{0.15\linewidth}
 
-    \caption{\label{fig:cst_r_potentials}Die Potentialfelder der elektrostatischen Simulation
-    der Widerstände, verschiedene Ansichten}
+    \caption[Potentialfelder der elektrostatischen Simulation
+        der Widerstände, verschiedene Ansichten]{
+        \label{fig:cst_r_potentials}Potentialfelder der elektrostatischen Simulation
+    der Widerstände, verschiedene Ansichten. Deutlich zu erkennen
+    ist die gleichmäßige Verteilung des Potentialfeldes um die Anschlüsse der
+    Widerstände herum.}
 \end{figure}
 
 
@@ -235,47 +251,52 @@ nützlich.\todo{Rewrite this more understandably}
     \centering
     \begin{subfigure}[b]{1\linewidth}
         \centering
-        \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/cst_estatic/d_all}
+        \includegraphics[width=0.7\textwidth]{entwicklung/cst_estatic/d_all}
         \subcaption{\label{fig:cst_estatic_d_all}D-Feld der Widerstände von oberer Ansicht}
     \end{subfigure}
 
     \vspace{2pt}
 
-    \hspace{0.1\linewidth}%
-    \begin{subfigure}[t]{.25\linewidth}
+    \hspace{0.15\linewidth}%
+    \begin{subfigure}[t]{.22\linewidth}
         \centering
         \includegraphics[width=1\textwidth]{entwicklung/cst_estatic/d_3t_t}
         \subcaption{Schnittfläche des D-Feldes in der Mitte des nach oben zeigenden 1206 Widerstandes} 
     \end{subfigure}\hfill%
-    \begin{subfigure}[t]{.25\linewidth}
+    \begin{subfigure}[t]{.22\linewidth}
         \centering
         \includegraphics[width=1\textwidth,clip,trim={0 0.4cm 0 0.4cm}]{entwicklung/cst_estatic/d_3t_b}
         \subcaption{Schnittfläche des D-Feldes in der Mitte des herunterzeigenden 1206}
     \end{subfigure}\hfill%
-    \begin{subfigure}[t]{.25\linewidth}
+    \begin{subfigure}[t]{.22\linewidth}
         \centering        
         \includegraphics[width=1\textwidth,clip,trim={0cm 0.4cm 0cm 0.4cm}]{entwicklung/cst_estatic/d_flip}
         \subcaption{\label{fig:cst_d_flipchip}Schnittfläche des D-Feldes in der Mitte des Flipchip}
-    \end{subfigure}\hspace{0.1\linewidth}
+    \end{subfigure}\hspace{0.15\linewidth}
 
-    \caption{\label{fig:cst_r_ds} Die D-Feldstärken der elektrostatischen Simulation in verschiedenen Ansichten.}
+    \caption[D-Felder der Widerstandssimulationen]{\label{fig:cst_r_ds}
+        D-Feldstärken der elektrostatischen Simulation in verschiedenen Ansichten.
+        Die D-Felder geben Aufschlüsse über die Ladungsverteilung, und 
+        somit die Verteilung der Kapazitäten. Deutlich zu erkennen ist die
+        Konzentration der Felder um die Kontaktflächen der Widerstände herum.}
 \end{figure}
 
+\FloatBarrier
+
 Deutlich zu erkennen ist der Grund der geringeren Kapazität des Flipchip in Abbildung \ref{fig:cst_d_flipchip}
 im Vergleich zu dem Standardwiderstand. Durch die geringere metallisierte Oberfläche ist die D-Feld-Intensität
-innerhalb der Keramik des Widerstandes verringert, und befindet sich näher an der Unterseite.
+innerhalb der Keramik des Widerstandes verringert und befindet sich näher an der Unterseite.
 Bei den Standardwiderständen liegt eine homogene Ausbreitung des D-Feldes in der Keramik vor.
-Die D-Feld-Intensität innerhalb des PCB-Materials ist bei allen drei Widerständen gleich, und scheint ebenfalls
-einen großen Einfluss auf die Kapazität zu besitzen.
-
+Die D-Feld-Intensität innerhalb des PCB-Materials ist bei allen drei Widerständen gleich
+und scheint ebenfalls einen großen Einfluss auf die Kapazität zu besitzen.
 
 CST erlaubt die Berechnung des Feldflusses durch eine gegebene Fläche, welches dem
 Flächenintegral der Gleichung \ref{eqn:integral_d} entspricht.
 Somit können die Ladungsanteile berechnet werden, welche durch das D-Feld verursacht werden.
-Abbildung \ref{fig:d_field_probe_all} zeigt die Flächen, welche zum integrieren verwendet wurden.
+Abbildung \ref{fig:d_field_probe_all} zeigt die Flächen, welche zum Integrieren verwendet wurden.
 Die entsprechenden Ergebnisse der Integration sind in Tabelle \ref{table:d_field_integration} dargestellt.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[ht]
     \begin{subfigure}[t]{.5\linewidth}
         \centering
         \includegraphics[width=0.9\textwidth]{entwicklung/cst_estatic/d_probe_fc.png}
@@ -290,11 +311,7 @@ Die entsprechenden Ergebnisse der Integration sind in Tabelle \ref{table:d_field
     Berechnung des D-Feld-Durchflusses}
 \end{figure}
 
-Angemerkt werden muss hierbei, dass die Simulation auch die Kapazität in das Vakuum simuliert.
-Die somit berechneten Ladungen entsprechen nicht nur der Parallel-, sondern auch der Erdkapazität.
-Dies erklärt die leichten Diskrepanzen der berechneten Kapazität und der berechneten Feldstärken. 
-Aus diesem Grund können die berechneten Feldstärken nur als Richtlinie für die Verteilung der Felder genutzt werden.
-
+\FloatBarrier
 
 \begin{table}[h]
     \centering
@@ -309,19 +326,27 @@ Aus diesem Grund können die berechneten Feldstärken nur als Richtlinie für di
     \end{tabular}
 \end{table}
 
+Hierbei muss angemerkt werden, dass die Simulation auch die Kapazität in das Vakuum simuliert.
+Die somit berechneten Ladungen entsprechen nicht nur der Parallel-, sondern auch der Erdkapazität.
+Dies erklärt die leichten Diskrepanzen der berechneten Kapazität und der berechneten Feldstärken. 
+Aus diesem Grund können die berechneten Feldstärken nur als Richtlinie für die Verteilung der Felder genutzt werden.
 
 Zu sehen ist, dass sich ein erheblicher Anteil des Feldes, circa 50\%, durch das Material des PCBs bewegt. Dies
 trifft auf sowohl den Standard-Widerstand als auch den Flipchip zu. 
 
+\FloatBarrier
+
 \subsubsection{Mitigation der Parallelkapazität}
 \label{chap:r_para_mitigations}
-Im Folgenden wird untersucht, ob durch eine bestimmte Platzierung von Elektroden im PCB-Material
+
+Um den parasitären Kapazitäten entgegen zu wirken soll nun erprobt werden,
+ob durch eine bestimmte Platzierung von Elektroden im PCB-Material
 die Parallelkapazität verringert werden kann.\todo{Find a citation for this.}
 Durch korrekte Platzierung von Elektroden mit festgelegtem Potential kann theoretisch das D-Feld auf diese umgeleitet 
 werden, wodurch das PCB-Material selbst eine kleinere Teilhabe an der parasitären Kapazität des Widerstandes haben sollte.
 
 Ein erster Versuch hierfür wird aus zwei symmetrischen Elektroden aufgebaut, welche unterhalb der Kontakte der 
-Widerstände aufgebaut werden, und auf das selbe Potential wie die entsprechenden Kontakte gelegt werden.
+Widerstände aufgebaut werden und auf dasselbe Potential wie die entsprechenden Kontakte gelegt werden.
 Abbildung \ref{fig:r_symmetric_shielding} zeigt den Aufbau der im folgenden verwendeten Abschirmungselektroden und
 deren Potentiale.
 
@@ -336,7 +361,10 @@ deren Potentiale.
         \includegraphics[clip,trim={0 0 0.4cm 0},width=0.9\linewidth]{entwicklung/cst_estatic_shld/shielding_potential.png}
         \caption{\label{fig:r_symmetric_shielding_potential}Potentialfeld der Schirmungselektroden}
     \end{subfigure}
-    \caption{\label{fig:r_symmetric_shielding}Schnittbild durch das Simulatiosmodell mit eingebauten Abschirmungselektroden}
+    \caption[Schnittbild durch die CST-Simulation der Abschirmungselektroden]{\label{fig:r_symmetric_shielding}Schnittbild 
+        durch das Simulatiosmodell mit eingebauten Abschirmungselektroden.
+        Deutlich zu erkennen ist die Umverteilung des Potentialfeldes, welches
+        durch die Abschirmungselektroden verursacht wird.}
 \end{figure}
 
 Da es bei diesem Aufbau vier Potentiale gibt, sind auch entsprechend mehr Kapazitäten zu beachten. 
@@ -351,14 +379,24 @@ Abbidlung \ref{fig:r_shielding_capacitances} zeigt alle Kapazitäten, welche von
 Von Interesse sind die Parallelkapazität der Widerstandskontake, $C_\mathrm{r,p}$, 
 welches der im vorherigen Kapitel beschriebenen Kapazität entspricht, sowie den 
 Kapazitäten $C_\mathrm{sa,rb}$ und $C_\mathrm{sb,ra}$, welche zwischen dem Widerstand und den 
-Schirmungselektroden entstehen. Durch den hier verwendeten Aufbau sind diese Kapazitäten symmetrisch,
+Schirmungselektroden entstehen. Durch den hier verwendeten Aufbau sind diese Kapazitäten symmetrisch
 und werden im Folgenden als $C_\mathrm{r,sp}$ bezeichnet.
 Die Kapazitäten $C_\mathrm{sa,ra}$ und $C_\mathrm{sb,rb}$ sind nicht
 relevant für die Bandbreite, da die Schirmelektrode auf das Potential des anliegenden Widerstandes getrieben wird, können
 jedoch z.~B. die Eingangskapazität erhöhen. Sie werden im Folgenden als $C_\mathrm{r,s}$ bezeichnet.
 Ebenso ist die Kapazität zwischen den Schirmelektroden nicht relevant, da diese separat getrieben werden und nicht hochohmig sind.
 
-\begin{table}[h]
+Tabelle \ref{table:shielding_capacitances} zeigt, dass die nun berechneten gesamten
+Parallelkapazitäten ($C_\mathrm{r,p} + C_\mathrm{r,sp}$) wesentlich
+geringer sind als diejenigen ohne Abschirmung. Dies wird ebenfalls durch eine erneute Ladungsberechnung
+mit der in Abbildung \ref{fig:d_field_probe_all} aufgezeigten Integrationsflächen bestätigt, dessen Ergebnisse in 
+Tabelle \ref{table:shielding_charges} dargestellt sind.
+Sowohl die vom Kern als auch die im PCB Verursachten Ladungen wurden verringert, was darauf schließen
+lässt, dass die Abschirmungselektroden einen größeren Einfluss haben als erwartet.
+Abbildung \ref{fig:shielding_d_field} zeigt die Schnittbilder der D-Felder mit Abschirmungselektroden auf.
+
+
+\begin{table}[hbp]
     \centering
     \caption{\label{table:shielding_capacitances}Parasitäre Kapazitäten mit Abschirmungselektroden}
     \begin{tabular}{ |c|c|c|c|c| }
@@ -372,7 +410,7 @@ Ebenso ist die Kapazität zwischen den Schirmelektroden nicht relevant, da diese
 \end{table}
 
 
-\begin{table}[h]
+\begin{table}[htp]
     \centering
     \caption{\label{table:shielding_charges}Ergebnisse der Feldintegration mit Abschrimung bei $\SI{1}{\volt}$ Potential}
     \begin{tabular}{ |c|r|r| }
@@ -385,16 +423,7 @@ Ebenso ist die Kapazität zwischen den Schirmelektroden nicht relevant, da diese
     \end{tabular}
 \end{table}
 
-Tabelle \ref{table:shielding_capacitances} zeigt, dass die nun berechneten gesamten
-Parallelkapazitäten ($C_\mathrm{r,p} + C_\mathrm{r,sp}$) wesentlich
-geringer sind als diejenigen ohne Abschirmung. Dies wird ebenfalls durch eine erneute Ladungsberechnung
-mit der in \ref{fig:d_field_probe_all} aufgezeigten Integrationsflächen bestätigt, dessen Ergebnisse in 
-Tabelle \ref{table:shielding_charges} dargestellt sind.
-Sowohl die vom Kern als auch die im PCB Verursachten Ladungen wurden verringert, was darauf schließen
-lässt dass die Abschirmungselektroden einen größeren Einfluss haben als erwartet.
-Abbildung \ref{fig:shielding_d_field} zeigt die Schnittbilder der D-Felder mit Abschirmungselektroden auf.
-
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[htp]
     \begin{subfigure}[t]{.5\linewidth}
         \centering
         \includegraphics[clip,trim={0 0 0 0},width=0.9\linewidth]{entwicklung/cst_estatic_shld/d_3t_t.png}
@@ -405,17 +434,22 @@ Abbildung \ref{fig:shielding_d_field} zeigt die Schnittbilder der D-Felder mit A
         \includegraphics[clip,trim={0.5cm 0 0.5cm 0},width=0.9\linewidth]{entwicklung/cst_estatic_shld/d_fc.png}
         \caption{Schnittbild des Flipchip}
     \end{subfigure}
-    \caption{\label{fig:shielding_d_field}Schnittbild des D-Feldes durch das Simulatiosmodell mit eingebauten Abschirmungselektroden}
+    \caption[Schnittbild der D-Feld Simulation der Abschirmungselektroden]{\label{fig:shielding_d_field}Schnittbild 
+        des D-Feldes durch das Simulatiosmodell mit eingebauten Abschirmungselektroden.
+        Zu erkennen ist die Umverteilung des D-Feldes von den Kontakten des Widerstandes
+        weg auf die Abschirmungen hin.}
 \end{figure}
 
+\FloatBarrier
+
 Die Abschirmungselektroden sind somit in der Lage, die parasitäre Parallelkapazität des Widerstandes deutlich
-zu verringern. Hierdurch jedoch entstehen größere Kapazitäten zu den jeweiligen Schirmungselektroden, welche somit
+zu verringern. Hierdurch entstehen jedoch größere Kapazitäten zu den jeweiligen Schirmungselektroden, welche somit
 auf das gleiche Potential wie den entsprechenden Widerstandskontakt getrieben werden müssen, um negative Effekte auf die
 Bandbreite zu vermeiden.
 Mit der verringerten Parallelkapazität lassen sich somit größere Widerstände verwenden. Die erneut berechneten
 Grenzwerte sind in Tabelle \ref{table:para_rshield_max} aufgelistet.
 
-\begin{table}[h]
+\begin{table}[hb]
     \centering
     \caption{\label{table:para_rshield_max}Obere Grenzwerte der Widerstandsauswahl mit Abschrimung}
     \begin{tabular}{ |c|r| }
@@ -455,7 +489,7 @@ der Gesamtschaltung der Grenzfrequenz eines einzelnen Widerstandes entspricht.
 Dies bedeutet, dass bei Auswahl eines geeigneten Einzelwiderstandes eine beliebig hohe 
 Gesamtimpedanz bei gleicher Bandbreite kreiert werden kann.
 Zu beachten ist jedoch, dass die einzelnen Zweige dieser Widerstandsschaltung
-hochimpedante und somit empfindliche Potentiale dar stellen. 
+hochimpedante und somit empfindliche Potentiale darstellen. 
 Parasitäre Kapazitäten z.B. zu Erde, wie diejenigen in Tabelle \ref{table:shielding_capacitances} dargestellt,
 können an diesen Potentialen ebenfalls die Bandbreite beeinflussen.
 Mithilfe einer weiteren Simulation wird der Einfluss der Kapazitäten zu Erde untersucht.
@@ -463,18 +497,21 @@ Abbildung \ref{fig:r_series_para_sim} zeigt die verwendete Schaltung auf; die Er
 in Abbildung \ref{fig:r_series_para_results} aufgezeigt. Varriert wird hierbei die Größe der einzelnen
 Kapazitäten zur Erde hin.
 
-\begin{figure}[hbt!]
+\begin{figure}[hb!]
     \centering
     \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/r_series/series_noshield.png}
     \caption{\label{fig:r_series_para_sim}Aufbau der Simulation zur 
-        Analyse des Effektes der parasitären Kapazitäten auf eine Widerstands-Serienschaltung}
+        Analyse des Effektes der parasitären Kapazitäten auf eine Widerstands-Serienschaltung.}
 \end{figure}
 
-\begin{figure}[hbt!]
+\begin{figure}[htb!]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Rf_series_noshield.png}
-    \caption{\label{fig:r_series_para_results}Ergebnisse der Simulation des
-        Einflusses der parasitären Erdkapazität.}
+    \caption[Ergebnisse der Simulation des
+    Einflusses der parasitären Erdkapazität]{\label{fig:r_series_para_results}Ergebnisse der Simulation des
+        Einflusses der parasitären Erdkapazität. Zu erkennen ist die starke Überhöhung der 
+        Übertragungsfunktion des TIVs, verursacht durch eine zu hohe Erdkapazität im
+        Rückkoppelpfad.}
 \end{figure}
 
 Deutlich zu erkennen ist eine starke Überhöhung der Bandbreite der Schaltung bei steigenden
@@ -482,38 +519,50 @@ parasitären Kapazitäten, welche auf eine Instabilität der Schaltung hinweisen
 Kapazität zur Erde ist somit notwendig zum Erhalt der Stabilität bei Nutzung einer Reihenschaltung
 von Widerständen.
 
+\FloatBarrier
+
+Hierfür können die im vorherigen Teil beschriebenen Abschirmungselektroden genutzt werden.
+Werden diese Elektroden über einen Widerstandsteiler auf die gleichen Potentiale wie die hochimpedanten
+Widerstandszweige gelegt, so fließt kein Strom durch die parasitären Kapazitäten zur Abschirmung und 
+die Bandbreite wird nicht angehoben.
+Dies wird über eine weitere Simulation (Abbildung \ref{fig:r_series_para_comp_sim}) bestätigt.
+Abbildung \ref{fig:r_series_para_comp_results} zeigt die berechneten Bandbreiten bei variierter
+Kapazität auf. Deutlich zu erkennen ist eine wesentlich flachere Bandbreite bei größerer
+Abschirmkapazität und eine Verminderung bis hin zur kompletten Vermeidung einer Überhöhung.
+Es ist zu vermuten dass eine zu hohe Abschirmkapazität auch Rauschen in die Schaltung mit
+ein bringt, weshalb die Kapazität der Schirmung passend ausgelegt werden muss. Dies ist
+jedoch in einer Simulation schwer zu belegen, da die parasitären Rauscheffekte
+einer realen Schaltung nicht einfach zu simulieren sind.
+
 
 \begin{figure}[hbt!]
     \centering
     \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/r_series/series_shielded.png}
-    \caption{\label{fig:r_series_para_comp_sim}Aufbau der Simulation zur 
-        Analyse des Effektes der Schirmungskapazitäten auf eine Widerstands-Serienschaltung}
+    \caption[Aufbau der Simulation zur 
+    Analyse des Effektes der Schirmungskapazitäten auf eine Widerstands-Serienschaltung]{\label{fig:r_series_para_comp_sim}Aufbau der Simulation zur 
+        Analyse des Effektes der Schirmungskapazitäten auf eine Widerstands-Serienschaltung.}
 \end{figure}
 
 \begin{figure}[hbt!]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Rf_series_shielded.png}
-    \caption{\label{fig:r_series_para_comp_results}Ergebnisse der Simulation 
-        zur Analyse der Auswirkungen der Abschirmkapazitäten.}
+    \caption[Ergebnisse der Simulation 
+    zur Analyse der Auswirkungen der Abschirmkapazitäten]{
+        \label{fig:r_series_para_comp_results}Ergebnisse der Simulation 
+        zur Analyse der Auswirkungen der Abschirmkapazitäten. Zu erkennnen 
+        ist, dass eine zu kleine Abschirmung der Erdkapazität nicht entgegen wirken
+        kann. Eine höhere Abschirmkapazität scheint die Bandbreite stabiler zu halten.}
 \end{figure}
 
-Hierfür können die im vorherigen Teil beschriebenen Abschirmungselektroden genutzt werden.
-Werden diese Elektroden über einen Widerstandsteiler auf die gleichen Potentiale wie die hochimpedanten
-Widerstandszweige gelegt, so fließt kein Strom durch die parasitären Kapazitäten zur Abschirmung, und 
-die Bandbreite wird nicht angehoben.
-Dies wird über eine weitere Simulation (Abbildung \ref{fig:r_series_para_comp_sim}) bestätigt.
-Abbildung \ref{fig:r_series_para_comp_results} zeigt die berechneten Bandbreiten bei variierter
-Kapazität auf. Deutlich zu erkennen ist eine wesentlich flachere Bandbreite bei größerer
-Abschirmkapazität, und eine Verminderung bis hin zur kompletten Vermeidung einer Überhöhung.
-
 
 \FloatBarrier
+\newpage
 
 \subsection{Effekte des OpAmp}
 \label{chap:effects_opamp}
 
-Im folgenden wird auf die Effekte des OpAmp eingegangen.
-Als zentrales aktives Bauteil besitzt der OpAmp einen maßgeblichen Einfluss auf die Schaltung,
+Dieser Abschnitt geht nun genauer auf die Effekte des OpAmp ein.
+Als zentrales aktives Bauteil besitzt der OpAmp einen maßgeblichen Einfluss auf die Schaltung
 und eine korrekte Auswahl ist notwendig um die festgelegten Zielparameter erreichen zu können.
 Dieser Auswahlprozess wird hier dargelegt.
 
@@ -540,29 +589,54 @@ der Schaltung gewählt.
 \begin{figure}[h]
     \centering
     \includegraphics[width=0.6\linewidth]{entwicklung/opamp/opamp_gbwp.png}
-    \caption{\label{fig:opamp_gbwp_circuit}LTSpice-Schaltkreis zur Simulation der OpAmp-Transferfunktion}
+    \caption{\label{fig:opamp_gbwp_circuit}LTSpice-Schaltkreis zur Simulation der OpAmp-Transferfunktion.}
 \end{figure}
 
-Die Stromquelle I1 wird als Stimulus-Eingang genutzt, 
+\FloatBarrier
+
+Die Stromquelle I1 wird als Stimulus-Eingang genutzt
 und gibt ein Signal von $\SI{1}{\nano\ampere}$ aus. Eine parasitäre Eingangskapazität
-von $\SI{10}{\pico\farad}$ wird entsprechend Erfahrungswerten bestehender Schaltkreise gewählt.
+von $\SI{10}{\pico\farad}$ wird entsprechend Erfahrungswerten\todo{rewrite}
+bestehender Schaltkreise gewählt.
 Die parasitäre Parallelkapazität C1 wird auf $\SI{3}{\femto\farad}$ als absolutes Minimum 
 der in Kapitel \ref{chap:r_para_calculations} berechneten Kapazitäten gesetzt.
 Gemessen wird die Ausgangsspannung des Verstärkers U1.
 
 In einem ersten Versuch wird die Eingangsfrequenz von $\SI{1}{\hertz}$
-bis $\SI{1}{\mega\hertz}$ varriiert, und die Ausgangsamplitude vermessen.
+bis $\SI{1}{\mega\hertz}$ varriiert und die Ausgangsamplitude vermessen.
 Verschiedene Kurven bei verändertem GBWP werden aufgezeichnet.
 Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_results} zeigt die Ergebnisse dieser Simulation auf.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/DesignEstimate/OpAmp_GBWP_Sweep.png}
-    \caption{\label{fig:opamp_gbwp_results}Darstellung der Auswirkung eines variierten OpAmp GBWP
-        auf die Bandbreite und stabilität der simulierten TIV-Schaltung.}
+    \caption[Darstellung der Auswirkung eines variierten OpAmp GBWP
+    auf die Bandbreite und stabilität der simulierten TIV-Schaltung]{\label{fig:opamp_gbwp_results}
+        Darstellung der Auswirkung eines variierten OpAmp GBWP
+        auf die Bandbreite und stabilität der simulierten TIV-Schaltung.
+        Zu erkennen ist der Einfluss des GBWP auf sowohl die Bandbreite 
+        als auch die Stabilität des Verstärkers, wobei 
+        zu kleine GBWP-Werte instabiler werden.}
 \end{figure}
 
-\begin{table}[h]
+\FloatBarrier
+
+Deutlich zu erkennen ist die Limitierung der Bandbreite durch den OpAmp. Bei einem GBWP
+von $\SI{1}{\mega\hertz}$ ist die Bandbreite des Gesamtsystems auf circa 
+$\SI{6}{\kilo\hertz}$ begrenzt, bei $\SI{100}{\mega\hertz}$ auf etwa
+$\SI{56}{\kilo\hertz}$.
+Ebenfalls zu erkennen ist einer Überhöhung der Transferfunktion in den Fällen, in welchen
+die Bandbreite durch den OpAmp limitiert wird. Diese Überhöhung lässt auf eine Resonanz schließen,
+welche somit die Stabilität des Systems beeinflusst.
+Eine solche Überhöhung muss vermieden werden, um Oszillationen sowie übermäßiges Rauschen zu vermeiden.
+Ab dem $\SI{1}{\giga\hertz}$ GBWP-OpAmp ist keine solche Überhöhung zu sehen,
+die Bandbreite ist hier überwiegend durch den Rückkoppelwiderstand begrenzt und das System ist stabil.
+Die Reduktion der -3dB-Bandbreite, welche in Tabelle \ref{table:opamp_gbwp_results} ab 
+$\SI{316.22}{\mega\hertz}$ zu sehen ist, ist durch die Resonanz zu erklären.
+Diese zieht die Transferfunktion nach oben und verschärft den Abfall, wodurch die -3dB-Frequenz
+nach oben gezogen wird.
+
+\begin{table}[ht]
     \centering
     \caption{\label{table:opamp_gbwp_results}Aus der Simulation bestimmte Bandbreiten der OpAmps bei variiertem GBWP}
     \begin{tabular}{ |r|r|r| }
@@ -581,36 +655,26 @@ Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_results} zeigt die Ergebnisse dieser Simulation au
         \hline
     \end{tabular}
 \end{table}
+
 \FloatBarrier
-Deutlich zu erkennen ist die Limitierung der Bandbreite durch den OpAmp. Bei einem GBWP
-von $\SI{1}{\mega\hertz}$ ist die Bandbreite des Gesamtsystems auf circa 
-$\SI{6}{\kilo\hertz}$ begrenzt, bei $\SI{100}{\mega\hertz}$ auf etwa
-$\SI{56}{\kilo\hertz}$.
-Ebenfalls zu erkennen ist einer Überhöhung der Transferfunktion in den Fällen, in welchen
-die Bandbreite durch den OpAmp limitiert wird. Diese Überhöhung lässt auf eine Resonanz schließen,
-welche somit die Stabilität des Systems beeinflusst.
-Eine solche Überhöhung muss vermieden werden, um Oszillationen sowie übermäßiges Rauschen zu vermeiden.
-Ab dem $\SI{1}{\giga\hertz}$ GBWP-OpAmp ist keine solche Überhöhung zu sehen,
-die Bandbreite ist hier überwiegend durch den Rückkoppelwiderstand begrenzt, und das System ist stabil.
-Die Reduktion der -3dB-Bandbreite, welche in Tabelle \ref{table:opamp_gbwp_results} ab 
-$\SI{316.22}{\mega\hertz}$ zu sehen ist, ist durch die Resonanz zu erklären.
-Diese zieht die Transferfunktion nach oben und verschärft den Abfall, wodurch die -3dB-Frequenz
-nach oben gezogen wird.
 
 Zur Erfassung der benötigten offenen Verstärkung des OpAmp wird die LTSpice Simulation aus
 Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_circuit} erneut genutzt. Nun wird jedoch nicht das GBWP des OpAmp
-variiert, sondern die offene Verstärkung.
+variiert, sondern die offene Verstärkung. Abbildung \ref{fig:opamp_aol_sweep_2}
+zeigt die Simulationsergebnisse auf.
 
-\begin{figure}
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Aol_Sweep.png}
-    \caption{\label{fig:opamp_aol_sweep_2}Darstellung des Einflusses der offenen Verstärkung
+    \caption[Darstellung des Einflusses der offenen Verstärkung
+        eines OpAmp]{
+        \label{fig:opamp_aol_sweep_2}Darstellung des Einflusses der offenen Verstärkung
         eines OpAmp auf die Übertragungsfunktion eines TIVs. Deutlich zu erkennen ist der
         Einbruch der Bandbreite bei zu geringer Verstärkung. Es ist jedoch keine Instabilität
         zu erkennen.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:opamp_aol_sweep_2} zeigt die Ergebnisse der Simulation auf. Wie beim GBWP
+Wie beim GBWP
 ist hier ein starker Einfluss auf die Bandbreite zu erkennen, wenn die offene Verstärkung 
 zu gering gewählt ist. So bricht die Bandbreite bereits ab einer Verstärkung von unter 10 000
 ein.
@@ -619,48 +683,53 @@ Ungleich des GBWP ist so eine Begrenzung der Bandbreite durch eine zu kleine off
 Verstärkung nicht detrimental für die Stabilität der Schaltung. Lediglich die Bandbreite
 selbst muss beachtet werden.
 
-\FloatBarrier
-
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Cin_Sweep.png}
-    \caption{\label{fig:opamp_gbwp_variation_result_1}Ergebnisse der Simulation eines idealen
-    OpAmp mit variierter Eingangskapazität $C_\mathrm{in}$.}
-\end{figure}
-
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Cfp_Sweep.png}
-    \caption{\label{fig:opamp_gbwp_variation_result_2}Ergebnisse der Simulation eines idealen
-    OpAmp mit variierter parasitärer Widerstandskapazität $C_\mathrm{1}$.}
-\end{figure}
-
 Um sicher zu stellen dass die Stabilität der Schaltung auch bei variierenden parasitären Effekten gegeben ist,
 werden Simulationen mit variablem C1 und Cin (siehe Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_circuit}) durchgeführt.
 Die Ergebnisse hiervon sind in Abbildungen \ref{fig:opamp_gbwp_variation_result_1} und
 \ref{fig:opamp_gbwp_variation_result_2} dargestellt.
+
+\begin{figure}[htb]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Cin_Sweep.png}
+    \caption[Ergebnisse der Simulation eines idealen
+    OpAmp mit variierter Eingangskapazität]{
+        \label{fig:opamp_gbwp_variation_result_1}Ergebnisse der Simulation eines idealen
+        OpAmp mit variierter Eingangskapazität $C_\mathrm{in}$. Zu erkennen 
+        ist eine Limitierung der Bandbreite sowie steigende
+        Überhöhung der Übertragungsfunktion bei größerer 
+        Kapazität.
+    }
+\end{figure}
+
+\begin{figure}[ht]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Cfp_Sweep.png}
+    \caption[Ergebnisse der Simulation eines idealen
+        OpAmp mit variierter parasitärer Widerstandskapazität]{
+        \label{fig:opamp_gbwp_variation_result_2}Ergebnisse der Simulation eines idealen
+        OpAmp mit variierter parasitärer Widerstandskapazität $C_\mathrm{1}$.
+        Zu erkennen ist die Verringerung der Bandbreite bei steigender
+        Kapazität.}
+\end{figure}
+
 Zu erkennen ist, dass die Rückkoppelkapazitäten $C_1$ keinen Einfluss auf die Stabilität haben, und lediglich die Bandbreite
 begrenzen, wie bereits in Kapitel \ref{chap:basics_parasitics} beschrieben wurde.
-Die Eingangskapazität $C_\mathrm{in}$ jedoch schein äquivalent zu einer variation des GBWP zu sein, wobei eine größere Kapazität
+Die Eingangskapazität $C_\mathrm{in}$ jedoch schein äquivalent zu einer Variation des GBWP zu sein, wobei eine größere Kapazität
 die Bandbreite verringert und die Stabilität negativ beeinflusst.
 Bei der Schaltungsauslegung muss somit genügend Marge bei der GBWP-Auswahl gelassen werden, um bei höher als 
 erwartetem $C_\mathrm{in}$ stabil zu bleiben.
 
-\FloatBarrier
-
 Zusammengefasst ist die OpAmp-Bandbreite ein wichtiger Faktor der Schaltung.
-Ein zu klein gewähltes GBWP begrenzt sowohl die Bandbreite des Schaltkreises, und kann zudem zu 
+Ein zu klein gewähltes GBWP begrenzt sowohl die Bandbreite des Schaltkreises und kann zudem zu 
 Instabilitäten führen. Eine zu klein gewählte offene Verstärkung kann ebenfalls zur Begrenzung 
 der Bandbreite führen, jedoch ohne hierbei die Stabilität zu gefährden.
-Aus den Simulationen wird geschlossen dass ein Mindest-GBWP von $\SI{1}{\giga\hertz}$
+Aus den Simulationen wird geschlossen, dass ein Mindest-GBWP von $\SI{1}{\giga\hertz}$
 notwendig ist, um stabil zu bleiben und die Bandbreite zu erhalten, wobei ein größeres GBWP vorteilhaft erscheint.
 Eine minimale offene Verstärkung von circa 10 000 ist notwendig, um die Bandbreite nicht zu beeinflussen.
 
-\FloatBarrier
-
 \subsubsection{Verbesserung der OpAmp Bandbreite}
 
-Wie im vorherigen Kapitel beschrieben ist eine höhere Bandbreite des OpAmp notwendig, 
+Wie im vorherigen Kapitel beschrieben, ist eine höhere Bandbreite des OpAmp notwendig, 
 um die Schaltung stabil betreiben zu können. Die berechneten Parameter sind jedoch
 nicht mit allen OpAmps erreichbar.
 Um eine größere Auswahl von OpAmps zu ermöglichen wird nun untersucht, ob eine Erhöhung der
@@ -669,17 +738,17 @@ effektiven Bandbreite möglich ist.
 Da die Bandbreite eines einzelnen OpAmp durch seinen internen Aufbau limitiert ist, kann
 an diesem nichts verändert werden. Es ist jedoch möglich, durch die Verschaltung zweier 
 oder mehr OpAmps einen gesamten Schaltkreis mit effektiv höherer Bandbreite zu erhalten.
-Hierfür werden zwei Möglichkeiten hinzu gezogen:
+Hierfür werden zwei Möglichkeiten erprobt:
 
 \begin{itemize}
     \item[a)] \textbf{Eine Reihenschaltung einzelner Verstärker-Stufen:}
         Es werden mehrere einzelne Stufen regulärer Verstärker hintereinander geschaltet.
-        Hierdurch muss jede einzelne Stufe eine geringere Verstärkung erbringen,
+        Hierdurch muss jede einzelne Stufe eine geringere Verstärkung erbringen
         und behält somit eine höhere Bandbreite.
         
         Von Vorteil ist der simple 
         Schaltungsaufbau sowie die gute Stabilität, da jede Stufe in sich 
-        stabil designt werden kann, und alle außer die erste Stufe als reguläre
+        stabil designt werden kann und alle Stufen außer die erste Stufe als reguläre
         Verstärker, nicht als TIV, ausgelegt werden können.
         
         Nachteilhaft sind die akkumulierenden Fehler der OpAmps, welche mit jeder 
@@ -687,17 +756,27 @@ Hierfür werden zwei Möglichkeiten hinzu gezogen:
 
     \item[b)] \textbf{Eine Komposit-Schaltung von OpAmps:}
         Anstelle einzelne Stufen hintereinander zu schalten ist es ebenso möglich,
-        mehrere OpAmps zu einem gesamt-Verstärker mit insgesamt höherer Bandbreite zu verschalten.\todo{
+        mehrere OpAmps zu einem Gesamtverstärker mit insgesamt höherer Bandbreite zu verschalten.\todo{
             Find a citation for this?
         }
 
         Vorteilhaft ist die insgesamt höhere Präzision, da der Feedback-Pfad des gesamten
         Systems über alle OpAmps geschaltet ist.
-        Nachteilhaft ist hierbei die komplexere Schaltung, und dass Stabilität 
-        durch vorsichtiges Balancieren der Stufen eingestellt werden muss.
+        Nachteilhaft ist hierbei die komplexere Schaltung, und die Notwendigkeit der Stabilität 
+        durch vorsichtiges Balancieren der Stufen.
+        Ein beispielhafter Schaltkreis ist in Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_increase_schematics}
+        dargestellt.
 \end{itemize}
 
-Da für den hier betrachteten Anwendungsfall die Präzision von höherer Relevanz ist,
+\begin{figure}[hb]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.2]{grundlagen/CascadeOpAmp.drawio.png}
+    \caption[Beispielhafte Schaltungen zur Erhöhung
+    des OpAmp GBWP]{\label{fig:opamp_gbwp_increase_schematics}Beispielhafte Schaltungen zur Erhöhung
+        des OpAmp GBWP durch Kaskadierung mehrerer OpAmps.}    
+\end{figure}
+
+Da für den hier betrachteten Anwendungsfall die Präzision von höherer Relevanz ist
 und die vergleichsweise niedrigen Signalbandbreiten leichter stabilisierbar sind,
 wird der komposite Schaltungsaufbau gewählt.
 Es wird eine Simulation aufgebaut, mit welcher verschiedene
@@ -706,17 +785,11 @@ untersuchen zu können.
 
 \label{chap:opamp_cascade_explained}
 
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.2]{grundlagen/CascadeOpAmp.drawio.png}
-    \caption{\label{fig:opamp_gbwp_increase_schematics}Beispielhafte Schaltungen zur Erhöhung
-        des OpAmp GBWP.}    
-\end{figure}
-
 Die Arbeitsweise dieser Verschaltung ist wie folgt:
 \begin{enumerate}
     \item Der OpAmp U1 verstärkt die am Eingang anliegende Spannungsdifferenz, welche vom 
-        TIV-Eingangsstrom und Masse generiert wird
+        TIV-Eingangsstrom und Masse generiert wird.
+
     \item Die Ausgangsspannung von U1 wird durch OpAmp U2 weiter verstärkt.
         U2 besitzt hierbei eine feste Verstärkung, welche durch den Widerstandsteiler Rx/Rx
         festgelegt wird.
@@ -731,23 +804,26 @@ Die Arbeitsweise dieser Verschaltung ist wie folgt:
 
 Durch korrekte Auswahl von U1, U2 und der Verteilung der Verstärkung zwischen den OpAmps können
 so die Vorteile verschiedener OpAmps kombiniert werden. Es kann z.B. ein sensitiver und präziser
-aber langsamer OpAmp in der ersten Stufe mit kleinerer Verstärkung betrieben werden, und ein
+aber langsamer OpAmp in der ersten Stufe mit kleinerer Verstärkung betrieben werden und ein
 wesentlich schnellerer OpAmp in der zweiten Stufe die Gesamtverstärkung des Systems liefern.
 
 \FloatBarrier
 
 Als exemplarisches Beispiel wird der ADA4817 als erste Stufe gewählt. Dieser OpAmp hat
-ein exzellent niedriges Rauschen und geringe Eingangs-Leckströme, und ist optimiert
+ein exzellent niedriges Rauschen und geringe Eingangs-Leckströme und ist optimiert
 für Messungen an hochimpedanten Eingängen. Er besitzt jedoch eine zu geringe Verstärkung,
 um direkt in einer Stufe eine Verstärkung von $\SI{1}{\giga\ohm}$ zu erreichen.
 Mithilfe 
 einer LTSpice-Simulation wird nun untersucht, ob eine solche kaskadierte Verschaltung
 zu einer nutzbaren Gesamtverstärkung führen kann. Der Aufbau der LTSpice-Simulation
-ist in Abbildung \ref{fig:opamp_cascade_ltspice} dargestellt.
+ist in Abbildung \ref{fig:opamp_cascade_ltspice} dargestellt, während
+die Ergebnisse der Simulation in Abbildung \ref{fig:opamp_analysis_stage_sweep} 
+visualisiert sind. In der Simulation wird die Verstärkung der zweiten
+Stufe durch setzen der Widerstände variiert.
 
 \begin{figure}[h]
     \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{entwicklung/opamp/opamp_ltspice_cascade.jpg}
+    \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/opamp/opamp_ltspice_cascade.jpg}
     \caption{\label{fig:opamp_cascade_ltspice}Aufbau der LTSpice-Simulation
     zur Untersuchung einer kaskadierten OpAmp-Verschaltung.}
 \end{figure}
@@ -755,16 +831,17 @@ ist in Abbildung \ref{fig:opamp_cascade_ltspice} dargestellt.
 \begin{figure}[h]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/DesignEstimate/OpAmp_Stages_Sweep.png}
-    \caption{\label{fig:opamp_analysis_stage_sweep}
+    \caption[Ergebnis der Simulation einer OpAmp-Kaskadenschaltung]{
+        \label{fig:opamp_analysis_stage_sweep}
         Ergebnis der LTSpice-Simulation einer kaskadierten OpAmp Verschaltung, mit
         variierter Verteilung der Verstärkung zwischen erster und zweiter Stufe.
         Legendenangabe gibt die Verstärkung der zweiten Stufe an. Geasmtverstärkung
-        $\SI{1}{\giga\ohm}$.}
+        $\SI{1}{\giga\ohm}$. Zu erkennen ist eine Variation von sowohl der Bandbreite
+        als auch der Stabilität, wobei eine kleinere Verstärkung in der zweiten 
+        Stufe die Bandbreite zu limitieren scheint.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:opamp_analysis_stage_sweep} zeigt die Ergebnisse der LTSpice-Simulation auf.
-Hierbei wird die verteilung der Verstärkung zwischen den beiden Stufen variiert, um den
-Einfluss dieser Verteilung charakterisieren zu können. Deutlich zu erkennen sind zwei Effekte.
+Deutlich zu erkennen sind zwei Effekte.
 Bei zu geringer Verstärkung in der zweiten Stufe (und somit zu hoher Verstärkung in der ersten)
 ist die Bandbreite durch den ersten OpAmp limitiert. Bei zu hoher Verstärkung in der zweiten Stufe
 scheint eine Instabilität auf zu treten. Es scheint jedoch einen nutzbaren Bereich zu geben,
@@ -782,14 +859,14 @@ welche hier dargestellt werden sollen.
 
 Das eingangsbezogene Stromrauschen des OpAmps hat einen direkten Effekt auf das gemessene
 Signal. Da der Eingang des TIV Ströme misst, wird das Stromrauschen lediglich auf das
-Eingangssignal hinzu addiert und mit Verstärkt. Eine Reduzierung des Effektes des Stromrauschens
+Eingangssignal hinzu addiert und mit verstärkt. Eine Reduzierung des Effektes des Stromrauschens
 ist somit nicht möglich, lediglich die Auswahl eines OpAmps mit wenig Rauschen ist hierfür relevant.
 Mit hochperformanten OpAmps liegen typische Stromrausch-Werte im Bereich von 
 circa $\SI{10}{\femto\ampere\per\sqrt{\hertz}}$, welches mit der geforderten
 Bandbreite von $\SI{30}{\kilo\hertz}$ ungefähr ein eingangsbezogenes Rauschen von $\SI{1.73}{\pico\ampere}$ erzeugt.
 
 Das Spannungsrauschen des OpAmp ist etwas komplexer.
-Am Eingang des TIVs interagiert dieses Rauschen mit der parasitären Eingangskapazität, und wirkt
+Am Eingang des TIVs interagiert dieses Rauschen mit der parasitären Eingangskapazität und wirkt
 somit als zusätzliches Stromrauschen, entsprechend der Formel $I = U \cdot 2\pi f \cdot C$.
 Dieses Rauschen steigt somit sowohl mit größerer Eingangskapazität, als auch mit der Frequenz.
 
@@ -798,25 +875,32 @@ Hierbei wird die in Abbildung \ref{fig:opamp_vin_noise_schematic} dargestellte S
 Als OpAmp wird dabei der LTC6268-10 gewählt. Dies ist ein kommerziell erhältlicher OpAmp mit 
 genügend GBWP und kleinen Eingangsleckströmen, um als TIV nutzbar zu sein.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/opamp/opamp_ltspice_noise.jpg}
-    \caption{\label{fig:opamp_vin_noise_schematic}Schaltkreis der LTSpice-Simulation zur 
+    \caption[Schaltkreis der LTSpice-Simulation zur 
+    Bestimmung OpAmp-Rauschens]{
+        \label{fig:opamp_vin_noise_schematic}Schaltkreis der LTSpice-Simulation zur 
       Bestimmung OpAmp-Rauschens.}
 \end{figure}
 
 Variiert werden $C_\mathrm{in}$ sowie $R_\mathrm{f}$, um die Auswirkungen dieser Parameter
-betrachten zu können. Hierbei wird das Rauschen Eingangsbezogen gemessen, d.h. die Ausgangsspannung
+betrachten zu können. Hierbei wird das Rauschen eingangsbezogen gemessen, d.h. die Ausgangsspannung
 wird durch $R_\mathrm{f}$ dividiert, um den Eingangsstrom zu erhalten. Hierdurch lassen sich die
 Simulationswerte besser vergleichen. Die Ergebnisse sind in Abbildungen \ref{fig:opamp_vin_noise_rf}
 und \ref{fig:opamp_vin_noise_cin} dargestellt.
 
-\begin{figure}
+\FloatBarrier
+
+\begin{figure}[ht]
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_LTC_Rf_Sweep_Noise.png}
-    \caption{\label{fig:opamp_vin_noise_rf}Rauschen in Abhängigkeit von $R_\mathrm{f}$}
+    \caption[Rauschen in Abhängigkeit von $R_\mathrm{f}$]{
+        \label{fig:opamp_vin_noise_rf}Rauschen in Abhängigkeit von $R_\mathrm{f}$.
+        Zu erkennen ist die Abhängigkeit der gesamten Rauschamplitude
+        vom Widerstand.}
 \end{figure}
 
-\begin{figure}
+\begin{figure}[ht]
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_LTC_Cin_Sweep_Noise.png}
     \caption{\label{fig:opamp_vin_noise_cin}Rauschen in Abhängigkeit von $C_\mathrm{in}$}
 \end{figure}

TeX/Kapitel/Auslegung/Schaltungsdesign.tex

@@ -1,3 +1,4 @@
+\cleardoublepage
 \section{Schaltungsdesign}
 
 In diesem Kapitel wird der Aufbau einer ersten Prototypen-Schaltung beschrieben.
@@ -6,14 +7,14 @@ vorherigen Kapitel ermittelten parasitären Effekten und Kompensationsmöglichke
 konkrete Bauteile für die Konstruktion eines ersten TIV verglichen und ausgewählt. Hiernach 
 wird die Schaltung des TIVs ausgelegt und dessen Funktionsweise erläutert.
 
-\subsection{TIV}
+\subsection{Auslegung des TIV}
 
 \subsubsection{OpAmp Auswahl}
 \label{chap:v10_opamp_choice}
 
 In diesem Abschnitt wird auf die genaue Auswahl eines OpAmp für den hochimpedanten
 TIV-Eingang eingegangen.
-Dieser OpAmp legt viele wichtige Systemparameter fest, und
+Dieser OpAmp legt viele wichtige Systemparameter fest und
 bestimmt maßgeblich das Verhalten und das Rauschniveau des TIVs selbst.
 Zusammengefasst sind folgende Parameter von Bedeutung:
 
@@ -30,7 +31,8 @@ Zusammengefasst sind folgende Parameter von Bedeutung:
 \end{itemize}
 
 
-Folgende OpAmps werden für die nähere Auswahl in Betracht gezogen:
+Tabelle \ref{table:select_opamp_parameters} listed die in Betracht gezogenen OpAmps 
+zusammen mit einigen ihrer Parameter auf.
 
 \begin{table}[h]
     \centering
@@ -63,7 +65,7 @@ Es wird somit für diese Schaltung der LTC6268-10 gewählt.
 \subsubsection{TIV-Schaltung}
 \label{chap:tia_circuit_design}
 
-In diesem Unterkapitel wird nun die konkrete Schaltung des TIVs erstellt.
+In diesem Unterkapitel wird die konkrete Schaltung des TIVs erstellt.
 
 Der Grundlegende Aufbau eines TIV-Schaltkreises wurde bereits in Kapitel
 \ref{chap:basics_tia} beschrieben. Da der LTC6268-10 ein ausreichendes 
@@ -80,18 +82,12 @@ der Serienschaltung sowie der Feldabschirmung aus
 Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations} genutzt, um den Einfluss der
 Kapazitäten zu vermindern.
 
-Da die konkreten Werte der parasitären Effekte nicht bekannt sind, und
+Da die konkreten Werte der parasitären Effekte nicht bekannt sind und
 in der Realität mit hoher Wahrscheinlichkeit größer sind als in der Simulation
 (durch z.B. andere Komponenten in der Nähe, welche kapazitiv koppeln), werden
-keine konkreten Werte für die Widerstände dieser Schaltung fest gelegt. Diese
+keine konkreten Werte für die Widerstände dieser Schaltung festgelegt. Diese
 werden experimentell erprobt, um eine gute Balance der Eigenschaften zu bieten.
 
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[width=0.9\linewidth]{Auslegung/v1.0/tia_stage.png}
-    \caption{\label{fig:tia_v1_design}Schematischer Schaltkreis des TIVs}
-\end{figure}
-
 Die Auslegung der Schaltung ist in Abbildung \ref{fig:tia_v1_design} zu sehen.
 U2 ist hierbei der TIVs, wofür der bereits erwähnte LTC6268-10 genutzt
 wird. Die Rückkoppelwiderstände sind R15, R16, R17, R18, welche in einer 
@@ -107,6 +103,11 @@ Parallelkapazitäten der gewünschte Wert von $\SI{1}{\giga\ohm}$
 nicht erreicht werden kann. Die Altium-Markierung ``{\em Leakage Clearance}''
 passt zudem einige Abstandsregeln des Platinendesign an.
 
+\begin{figure}[htb]
+    \centering
+    \includegraphics[width=0.9\linewidth]{Auslegung/v1.0/tia_stage.png}
+    \caption{\label{fig:tia_v1_design}Schematischer Schaltkreis des TIVs}
+\end{figure}
 
 Bei der Auslegung der physikalischen Schaltung werden zusätzliche Einflüsse
 in Betracht gezogen, welche nicht direkt auf dem Schaltplan abbildbar sind.
@@ -118,20 +119,20 @@ Um einen Ladungsaufbau zu verhindern, muss der Isolations-Lack
 der Platine um den Rückkoppelpfad entfernt werden, während Leckströme durch
 weitere Abschirmungspfade verringert werden.
 
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[width=0.7\textwidth]{Auslegung/v1.0/tia_pcb.png}
-    \caption{\label{fig:tia_v1_pcb}Platinendesign der TIV-Schaltung}
-\end{figure}
-
 Abbildung \ref{fig:tia_v1_pcb} zeigt das Design der Platine für den Teil
 des TIVs selbst. Der Messeingang ist hierbei der runde Kreis des inneren
 Anschlusses der SMA-Buchse. Dieser ist möglichst eng an den Verstärker U2 
 sowie der Kaskade der Rückkoppelwiderstände angeschlossen.
-Um den gesamten hochimpedanten Bereich wird der Lötstopplack entfernt, 
+Um den gesamten hochimpedanten Bereich wird der Lötstopplack entfernt
 und der Bereich des TIV-Eingangs wird mit einem geerdeten Pfad umgeben,
 um Oberflächenladungen und Leckströme ableiten zu können.
 
+\begin{figure}[hbp]
+    \centering
+    \includegraphics[width=0.5\textwidth]{Auslegung/v1.0/tia_pcb.png}
+    \caption{\label{fig:tia_v1_pcb}Platinendesign der TIV-Schaltung}
+\end{figure}
+
 Die Abschirmungselektroden der Widerstände werden aus mehreren Kupferlagen 
 aufgebaut. Abbildung \ref{fig:tia_v1_shielding} zeigt den Aufbau inklusive 
 innerer Lagen von zwei Elektroden. Rot repräsentiert hierbei die oberste Lage
@@ -145,7 +146,7 @@ Auf der zweiten Lage wird eine Kupferfüllung untergebracht, welche auf dem
 gleichen Potential der Abschirmung liegt. Diese Füllung dient zur 
 Verringerung der Feldstärke im Platinenmaterial selbst.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[htp]
     \centering
     \includegraphics[width=0.7\textwidth]{Auslegung/v1.0/shielding.png}
     \caption{\label{fig:tia_v1_shielding}Aufbau der Schirmelektroden des 
@@ -155,15 +156,16 @@ Verringerung der Feldstärke im Platinenmaterial selbst.
 Um den Einfluss der Abschirmung abschätzen zu können, wird eine zweite Version der
 Schaltung ohne diese Schirmungselektroden ausgelegt. Hierfür werden die Widerstände
 sowie die Kupferflächen der Elektroden entfernt. Sie werden nicht durch Erdflächen 
-ersetzt, um keine zusätzliche Erdkapazität in den hochimpedanten Pfad ein zu koppeln.
+ersetzt, um keine zusätzliche Erdkapazität in den hochimpedanten Pfad einzukoppeln.
 
+\FloatBarrier
 
 \subsection{Unterstützende Schaltungen}
 In den folgenden Paragraphen werden weitere unterstützende Schaltungen 
 beschrieben, welche für die korrekte Funktionsweise des TIV nötig sind,
 jedoch selbst nicht kritisch für die Charakteristik des TIVs sind, da
 sie ohne große Anforderungen an Präzision o.ä. erstellt werden können.
-Dieser Schaltungselemente werden somit kurz und der vollständigkeit 
+Dieser Schaltungselemente werden somit kurz und der Vollständigkeit 
 halber beschrieben.
 
 \subsubsection{Filter-Stufe}
@@ -174,8 +176,8 @@ erreichen. Der im Kapitel \ref{chap:tia_circuit_design} erstellte Schaltkreis
 wird auf eine Bandbreite knapp über $\SI{30}{\kilo\hertz}$ abgestimmt,
 wobei der parasitäre RC-Filter einen Abfall von -20dB/Dekate besitzt.
 
-Da bekannt ist dass das zu messende Signal mit einer Bandbreite von $\SI{30}{\kilo\hertz}$
-vor liegt, können alle Frequenzen hierüber möglichst stark gedämpft werden.
+Da bekannt ist, dass das zu messende Signal mit einer Bandbreite von $\SI{30}{\kilo\hertz}$
+vorliegt, können alle Frequenzen hierüber möglichst stark gedämpft werden.
 Dies verringert das Rauschniveau, da die TIV-Schaltung selbst ein recht breites
 Rauschspektrum bis in die obigen $\SI{100}{\kilo\hertz}$ besitzt. Hierfür können
 aktive Filter verwendet werden, welche mithilfe von OpAmps, Widerständen und Kapazitäten
@@ -189,29 +191,35 @@ Er besteht aus zwei in Reihe geschalteten OpAmps in aktiver Filter-Konfiguration
 kann somit mit leicht erhältlichen Dual-Package OpAmps erstellt werden. Für die genaue 
 Auslegung des Filters wurde das ``Filter-Design-Tool'' von Analog Devices (siehe \cite{ADFilterDesign}) genutzt,
 welches für die angegebenen Filter-Parameter eine Schaltung berechnet, da die 
-händische Berechnung der Komponenten vor allem bei Einhaltung der
-Komponentenreihen (E24) nicht trivial ist. 
-
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[width=0.9\linewidth]{Auslegung/filter_stage.png}
-    \caption{\label{fig:filter_stage_design}Schaltkreis der berechneten Filter-Stufe nach \cite{ADFilterDesign}}
-\end{figure}
-
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[width=0.9\linewidth]{Auslegung/filter_stage_bandwidth.png}
-    \caption{\label{fig:filter_stage_bandwidth}Bandbreite der berechneten Filter-Stufe nach \cite{ADFilterDesign}}
-\end{figure}
+händische Berechnung der Komponenten, vor allem bei Einhaltung
+standartisierter
+Komponentenreihen (E24), nicht trivial ist. 
 
 Die erstellte Filter-Stufe ist in
 Abbildung \ref{fig:filter_stage_design} dargestellt. Die berechnete Transferfunktion
 dieses Filters ist in Abbildung \ref{fig:filter_stage_bandwidth} aufgezeichnet.
 Zu sehen ist eine glatte Transferfunktion bis hin zum -3dB-Punkt bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$, 
-nach welchem wie erhofft ein steiler Abfall von -80dB/Dekade vor liegt.
+nach welchem wie erhofft ein steiler Abfall von -80dB/Dekade vorliegt.
 Somit werden Rauschanteile sowie andere Störsignale bereits ab $\SI{50}{\kilo\hertz}$ um einen Faktor
 von 20dB gedämpft.
 
+\FloatBarrier
+
+\begin{figure}[ht]
+    \centering
+    \includegraphics[width=0.8\linewidth]{Auslegung/filter_stage.png}
+    \caption{\label{fig:filter_stage_design}Schaltkreis der berechneten Filter-Stufe nach \cite{ADFilterDesign}}
+\end{figure}
+
+\begin{figure}[hp]
+    \centering
+    \includegraphics[width=0.8\linewidth]{Auslegung/filter_stage_bandwidth.png}
+    \caption{\label{fig:filter_stage_bandwidth}Bandbreite der berechneten Filter-Stufe nach \cite{ADFilterDesign}}
+\end{figure}
+
+\FloatBarrier
+\newpage
+
 \subsubsection{Ausgangstreiber}
 \label{chap:design_output_driver}
 
@@ -222,7 +230,7 @@ teilweise ein differentielles Signal. Aus diesem Grund wird eine Verstärkerstuf
 für die Umsetzung der Spannungslevel erstellt, welche durch Anpassung der Widerstände
 diverse Verstärkungen und Offsets ermöglicht. Die genauen Widerstände müssen je nach ADC
 gewählt werden, somit werden vorerst Platzhalter genutzt.
-Diese Stufe ist in Abbildung \ref{fig:design_output_driver} dar gestellt.
+Diese Stufe ist in Abbildung \ref{fig:design_output_driver} dargestellt.
 
 \begin{figure}[H]
     \centering
@@ -235,8 +243,8 @@ Diese Stufe ist in Abbildung \ref{fig:design_output_driver} dar gestellt.
 \label{chap:power_supply_design}
 
 Für die korrekte Operation des TIV müssen die für die Verstärker benötigten Spannungen
-bereit gestellt werden. Hierbei ist eine hohe Qualität, d.h. ein stabiles Spannungsniveau auch
-unter Last sowie ein möglichst geringes Rauschen der Versorgung, notwendig. Zudem ist
+bereitgestellt werden. Hierbei ist eine hohe Qualität, d.h. ein stabiles Spannungsniveau auch
+unter Last sowie ein möglichst geringes Rauschen der Versorgung notwendig. Zudem ist
 eine differentielle Spannungsversorgung notwendig.
 
 Um all dies zu erreichen, wird die Spannungsversorgung aus zwei Stufen aufgebaut:
@@ -250,14 +258,14 @@ Um all dies zu erreichen, wird die Spannungsversorgung aus zwei Stufen aufgebaut
         effektiv. Der duale Spannungsausgang des Wandlers vereinfacht zudem die Versorgung
         der Verstärker. Von Nachteil ist ein recht hoher Rauschanteil am Ausgang des Wandlers.
         Der Schaltkreis des DC/DC-Wandlers ist in Abbildung \ref{fig:design_power_dcdc} dargestellt.
-    \item Um das Rauschniveau zu reduzieren, und um den TIV-OpAmp mit der korrekten 
+    \item Um das Rauschniveau zu reduzieren und um den TIV-OpAmp mit der korrekten 
         Spannung versorgen zu können, wird ein Linearregler genutzt. Dieser Typ von Regler
-        bietet einen sehr stabilen und rauscharmen Ausgang, und eignet sich somit gut für die
+        bietet einen sehr stabilen und rauscharmen Ausgang und eignet sich somit gut für die
         Versorgung von sensitiven Bauteilen.
         Ein dedizierter Zweikanal-Linearregler, der {\em LT3032}, wird über einen
-        RC-Filter mit der DC/DC-Spannung versorgt, und liefert die
+        RC-Filter mit der DC/DC-Spannung versorgt und liefert die
         notwendigen Spannungen für den TIV selbst. Dieser Regler ist speziell für
-        niedrige Rauschlevel konzipiert, und ist somit bestens für die Bereitstellung
+        niedrige Rauschlevel konzipiert und ist somit bestens für die Bereitstellung
         einer stabilen Spannung geeignet.
         Der Schaltkreis des Linearreglers ist in Abbildung \ref{fig:design_power_ldo} dargestellt.
 \end{enumerate}
@@ -276,16 +284,11 @@ Um all dies zu erreichen, wird die Spannungsversorgung aus zwei Stufen aufgebaut
 
 \subsection{Auslegung des PCB}
 
-In diesem Abschnitt soll auf die konkrete Platzierung der im vorherigen Teil beschriebenen
-Komponenten eingegangen werden. Eine korrekte Positionierung ist notwendig, um Störsignale
+Nach Beschreibung der verwendeten Schaltkreise wird nun auf die 
+konkrete Platzierung der Komponenten eingegangen.
+Eine korrekte Positionierung ist notwendig, um Störsignale
 zu minimieren, da gewisse Schaltungsteile eigene Rauschquellen sind.
 
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[width=0.95\linewidth]{Auslegung/v1.0/pcb_3d.png}
-    \caption{\label{fig:v1_pcb_design}3D-Modell des gesamten TIV-Schaltkreises.}
-\end{figure}
-
 Abbildung \ref{fig:v1_pcb_design} zeigt den Aufbau der Platine mit allen Komponenten.
 Die einzelnen Elemente des TIV sind von links nach rechts wie folgt angeordnet:
 
@@ -296,14 +299,23 @@ Die einzelnen Elemente des TIV sind von links nach rechts wie folgt angeordnet:
     \item Mittig auf der Platine ist der Linearregler sowie die Filter-Stufe und
         der Ausgangstreiber angebracht. Der Linearregler ist hierbei möglichst nah
         an den Spannungseingang des TIV gelegt, um die Distanz hierzu zu
-        vermindern. Die Ausgangs-Stufe ist nicht rauschanfällig, und kann somit beliebig
+        vermindern. Die Ausgangs-Stufe ist nicht rauschanfällig und kann somit beliebig
         platziert werden.
-    \item Auf der rechten Seite der Platine wird der TIV-Teil selbst platziert. Somit
+    \item Auf der rechten Seite der Platine wird der TIV selbst platziert. Somit
         ist garantiert, dass keine unnötigen Stromflüsse durch diesen Verstärkerteil
         fließen können. Das gesamte TIV-System wird zur Minimierung externer Einflüsse 
         zudem in ein Schirmgehäuse untergebracht.
 \end{enumerate}
 
+\FloatBarrier
+
+\begin{figure}[ht]
+    \centering
+    \includegraphics[width=0.95\linewidth]{Auslegung/v1.0/pcb_3d.png}
+    \caption{\label{fig:v1_pcb_design}3D-Modell des gesamten TIV-Schaltkreises.}
+\end{figure}
+\todo[inline]{Add some nice overlays for the parts.}
+
 Zusätzlich zu den bereits etablierten Komponenten der Schaltung werden einige
 mechanische Verbindungen zur Operation des Schaltkreises untergebracht:
 
@@ -317,7 +329,7 @@ mechanische Verbindungen zur Operation des Schaltkreises untergebracht:
         des Linearreglers, sowie den ungefilterten Ausgang des TIVs selbst.
     \item Zur Verbindung des TIV Eingangs sowie Bereitstellung des Ausgangssignals
         werden SMA-Steckverbindungen benutzt. Diese sind besonders gut geeignet
-        für Signale die einer Schirmung und präzisen Übertragung benötigen,
+        für Signale, die einer Schirmung und präzisen Übertragung benötigen
         und sind somit gut geeignet für das Eingangs- und Ausgangssignal des Verstärkers.
 \end{itemize}
 
@@ -326,6 +338,6 @@ Die Plazine wird mithilfe von Standard-Anfertigungsverfahren hergestellt.
 
 \begin{figure}[h]
     \centering
-    \missingfigure{Add *good* picture of the PCB here :>}
+    \includegraphics[width=0.8\textwidth]{Auslegung/v1.0/pcb_photo.jpg}
     \caption{\label{fig:v1_pcb_picture}Bild des fertig gestellten TIV-PCBs}
 \end{figure}

TeX/Kapitel/Grundlagen.tex

@@ -1,28 +1,46 @@
 
 \chapter{Grundlagen}
 
-Dieses Kapitel wird grundegende technische Details für diese Arbeit dar stellen, um auf diesen später auf zu bauen.
-Es wird hierbei die Funktionsweise eines IMS genauer beschrieben, und die Rolle des TIVs in diesem System charakterisiert.
+Dieses Kapitel stellt grundegende technische Details für diese Arbeit dar.
+Die Funktionsweise eines IMS wird näher beschrieben und die Rolle des TIVs in diesem System charakterisiert.
 Ebenfalls werden Eigenschaften relevanter elektrischer Bauteile beschrieben.
 
-\section{Grundlagen des IMS}
+\section{Grundlagen eines IMS}
 
-Im Folgenden wird die Ionenmobilitätsspektrometrie, deren Funktionsweise und Relevanz genauer beschrieben.
-Es wird der Nutzen der Technologie dargestellt, und die Position des TIVs innerhalb eines IMS charakterisiert, um die Relevanz eines qualitativen Verstärkers dar stellen zu können, sowie um später die Betriebsparameter dessen festlegen zu können.
+Im Folgenden werden die
+Funktionsweise und Relevanz der Ionenmobilitätsspektrometrie
+genauer beschrieben.
+Der Nutzen der Technologie wird dargestellt, 
+und die Position des TIVs innerhalb eines IMS charakterisiert
+um die Relevanz eines qualitativen Verstärkers dar 
+stellen zu können, sowie um später die Betriebsparameter dessen festlegen zu können.
 
 \subsection{Anwendungsgebiete eines IMS}
 
-Im Folgenden soll auf die Relevanz und den Anwendungsbereich der Ionenspektrometrie eingegangen werden, um dar zu legen dass die Technologie breite praktische Anwendungen findet. Ein IMS bietet im Vergleich zu anderen Gasanalyseverfahren wie z.B. einem Massenspektrometer folgende Vorteile \cite{Eiceman2013Oct}:
+Im Folgenden soll auf die Relevanz und den Anwendungsbereich
+der Ionenspektrometrie eingegangen werden, um darzulegen
+dass die Technologie breite praktische Anwendungen findet.
+Ein IMS bietet im Vergleich zu anderen Gasanalyseverfahren
+wie z.B. einem Massenspektrometer folgende Vorteile \cite{Eiceman2013Oct}:
 
 \begin{itemize}
-    \item Kostengünstig. Ein IMS kann mitunter für wenige hundert Euro aufgebaut werden\cite{Reinecke2018Oct}, wodurch sie leichter in größeren Mengen aufgebaut werden können.
-    \item Simpler, kompakter Aufbau. Ein IMS kann unter atmosphärischem Druck betrieben werden, und braucht somit kein Vakuum-Equipment. Hierdurch sind die Systeme wesentlich transportabler als z.B. Massenspektrometer.
-    \item Schnelle Messungen. Messungen mit einem IMS können bis hinunter auf wenige Sekunden dauern. Hierdurch lassen sich schnell wichtige Messwerte erfassen.
-    \item Hohe Sensitivität. Ein IMS kann Stoffkonzentrationen im unteren ppb messen, wodurch auch kleinste Mengen eines Stoffes sicher bestimmt werden können. 
+    \item Kostengünstig: Ein IMS kann mitunter für wenige hundert Euro aufgebaut werden \cite{Reinecke2018Oct},
+        wodurch diese leichter in größeren Mengen aufgebaut werden können.
+    \item Simpler, kompakter Aufbau: Ein IMS kann unter atmosphärischem Druck betrieben 
+        werden und braucht somit kein Vakuum-Equipment. Hierdurch sind die Systeme 
+        wesentlich transportabler als z.B. Massenspektrometer.
+    \item Schnelle Messungen: Messungen mit einem IMS können bis hinunter auf wenige
+        Sekunden dauern. Hierdurch lassen sich schnell wichtige Messwerte erfassen.
+    \item Hohe Sensitivität: Ein IMS kann Stoffkonzentrationen im unteren ppb messen,
+        wodurch auch kleinste Mengen eines Stoffes sicher bestimmt werden können. 
 \end{itemize}
 
-Hierdurch gibt es viele Anwendungsgebiete für ein IMS, mitunter in der Sicherheitstechnik zur Detektion von explosiven Stoffen\cite[Seite 269]{Eiceman2013Oct}, Drogen\cite[301]{Eiceman2013Oct}, zur Analyse von Umgebungsproben\cite[Seite 349]{Eiceman2013Oct} und zur medizinischen Untersuchung und Überwachung von Patienten\cite[Seite 366]{Eiceman2013Oct}.\\
-Ein IMS ist somit äußerst relevant für eine breite Menge an Arbeitsfeldern, und eine Weiterentwicklung der Technologie kann ebenso breit gefächerte Vorteile haben.
+Hierdurch gibt es viele Anwendungsgebiete für ein IMS, mitunter in der
+Sicherheitstechnik zur Detektion von explosiven Stoffen \cite[S.S. 269]{Eiceman2013Oct},
+Drogen \cite[S.S. 301]{Eiceman2013Oct}, zur Analyse von Umgebungsproben \cite[S.S. 349]{Eiceman2013Oct}
+und zur medizinischen Untersuchung und Überwachung von Patienten \cite[S.S. 366]{Eiceman2013Oct}.\\
+Ein IMS ist somit äußerst relevant für eine breite Menge an
+Arbeitsfeldern, und eine Weiterentwicklung der Technologie kann ebenso breit gefächerte Vorteile haben.
 
 \subsection{Funktionsweise eines IMS}
 \label{chap:function_description_ims}
@@ -33,12 +51,19 @@ Das Buch ``Ion Mobility Spectrometry'' beschreibt die Ionenmobilitätsspektromet
     Der Term Ionen Mobilitäts Spektrometrie (IMS) beschreibt die Prinzipien, Methoden und Instrumente zur Charakterisierung von Substanzen anhand der Geschwindigkeit von Gruppen (definiert als Gruppen von gasförmigen Ionen) entnommen von einer Substanz, in einem elektrischen Feld und einem Trägergas.
 \end{quote}
 
-Ein IMS-System analysiert somit Gase, in dem eine Gasprobe ionisiert wird, und mithilfe eines Trägergases und eines elektrischen Feldes in diskrete Gruppen aufgespalten wird. Der Ablauf dieses Vorganges ist grundsätzlich wie folgt \cite[Seite 4]{Eiceman2013Oct}:
+Ein IMS-System analysiert somit Gase, indem eine Gasprobe ionisiert 
+wird und mithilfe eines Trägergases und eines elektrischen Feldes
+in diskrete Gruppen aufgespalten wird. Der Ablauf dieses Vorganges
+ist grundsätzlich wie folgt \cite[S.S. 4]{Eiceman2013Oct}:
 
 \begin{enumerate}
     \item Ein Probengas wird mit einer prozessspezifischen Ionenquelle ionisiert.
-    \item Ein diskretes Paket dieses ionisierten Gases wird in eine Drift-Region injeziert, welche mit einem inerten Trägergas gefüllt ist und über welche eine Spannung anliegt.
-    \item Die angelegte Spannung beschleunigt die ionisierten Moleküle des Gaspacketes. Hierbei wird das Probegas in seine Bestandteile aufgespalten, da verschiedene Moleküle durch unterschiedliches Gewicht oder Ladung sich verschieden schnell durch die Drift-Region bewegen.
+    \item Ein diskretes Paket dieses ionisierten Gases wird in eine Drift-Region injeziert, 
+        welche mit einem inerten Trägergas gefüllt ist und über welcher eine Spannung anliegt.
+    \item Die angelegte Spannung beschleunigt die ionisierten Moleküle des Gaspaketes.
+        Hierbei wird das Probegas in seine Bestandteile aufgespalten, da verschiedene
+        Moleküle durch unterschiedliches Gewicht oder Ladung sich verschieden
+        schnell durch die Drift-Region bewegen.
     \item Die nun zeitlich aufgespaltenen Ionen-Pakete werden durch einen Detektor aufgefangen. Typischerweise ist dies eine Faraday-Platte. Hierdurch entsteht ein Stromfluss proportional zur Menge der Ionen.
     \item Ein Verstärker wandelt diese Ströme in messbare Spannungen um, welche von der Sensorelektronik aufgenommen und verarbeitet werden.
 \end{enumerate}
@@ -48,10 +73,14 @@ Ein typischer Aufbau eines IMS ist in Abbildung \ref{fig:IMS_Schematic} dargeste
 \begin{figure}[h]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.15]{grundlagen/IMS_Schematic.drawio.png}
-    \caption{\label{fig:IMS_Schematic}Schematischer Aufbau einer IMS-Röhre nach \cite[Seite 3, Abb. 1.2.b]{Eiceman2013Oct}}
+    \caption[Schematischer Aufbau einer IMS-Röhre]{\label{fig:IMS_Schematic}Schematischer Aufbau einer IMS-Röhre nach \cite[Seite 3, Abb. 1.2.b]{Eiceman2013Oct}}
 \end{figure}
 
-Das Messergebnis eines IMS-Laufes wird as Spektrum bezeichnet, und wird meist als Strom über die Zeit dargestellt. In dieser Darstellung sind die verschiedenen Ionenpakete als Spitzen des Graphen zu erkennen. Abbildung \ref{fig:ims_example_spectrum} stellt beispielhalf ein solches Spektrum dar.
+Das Messergebnis eines IMS-Laufes wird als Spektrum bezeichnet 
+und wird meist als Strom über die Zeit dargestellt. 
+In dieser Darstellung sind die verschiedenen Ionenpakete
+als Spitzen des Graphen zu erkennen.
+Abbildung \ref{fig:ims_example_spectrum} stellt beispielhalf ein solches Spektrum dar.
 
 \begin{figure}[h]
     \centering
@@ -59,90 +88,183 @@ Das Messergebnis eines IMS-Laufes wird as Spektrum bezeichnet, und wird meist al
     \caption{\label{fig:ims_example_spectrum}Spektrum einer beispielhaften IMS-Messung}
 \end{figure}
 
+\FloatBarrier
+
 \subsubsection{Aufgabe eines TIV im IMS}
 \label{chap:tia_in_ims}
 
-Wie in Kapitel \ref{chap:function_description_ims} beschrieben, beruht ein IMS auf der Messung der diskreten Ionenpakete, deren zeitlicher Versatz und Größe. Um die kleinen Ströme der Ione im Bereich von $\SI{100}{\pico\ampere}$ bis $\SI{10}{\nano\ampere}$ messen zu können, ist ein Verstärker notwendig. Dieser Verstärker wird als sog. Transimpedanzverstärker bezeichnet, da er als Eingangsgröße einen Strom hat, und eine Spannung als Ausgang gibt. Die Verstärkung wird somit in Ohm angegeben. Der TIV stellt hiermit ein zentrales Bauteil eines IMS dar, dessen Parameter maßgeblich die Qualität der Messungen beeinflusst.
+Wie in Kapitel \ref{chap:function_description_ims} beschrieben,
+beruht ein IMS auf der Messung der diskreten Ionenpakete,
+deren zeitlicher Versatz und Größe. Um die kleinen Ströme der
+Ione im Bereich von $\SI{100}{\pico\ampere}$ bis $\SI{10}{\nano\ampere}$ messen zu können,
+ist ein Verstärker notwendig. Dieser Verstärker wird als sog.
+TIV bezeichnet, da er als Eingangsgröße einen
+Strom hat, und eine Spannung als Ausgang gibt. Die Verstärkung wird
+somit in Ohm angegeben. Der TIV stellt hiermit ein zentrales Bauteil
+eines IMS dar, dessen Parameter maßgeblich die Qualität der Messungen beeinflusst.
 
-Folgende Aufgaben werden an den TIV eines IMS gestellt:
+Folgende Anforderungen werden an den TIV eines IMS gestellt:
 \begin{itemize}
     \item Möglichst Stör- und Leckfreier Messeingang
     \item Verstärkung von Strömen in der Größenordnung von $\SI{1}{\nano\ampere}$
     \item Bereitstellung einer messbaren Spannung im Bereich von $\SI{1}{\volt}$
-    \item Genügend Bandbreite zur korrekten Abbildung der Spitzen der Ionenpackete
+    \item Genügend Bandbreite zur korrekten Abbildung der Spitzen der Ionenpakete
 \end{itemize}
 
+\cleardoublepage
 \section{Grundlegende Parasitäreffekte}
 \label{chap:basics_parasitics}
 
-In diesem Kapitel wird auf die parasitären Effekte weiterer Bauteile eingegangen, die im folgenden relevant sind und bei der Auslegung der Schaltung beachtet werden müssen.
+Nun soll auf die parasitären Effekte der verschiedenen Bauteile eingegangen werden, welche
+bei der Auslegung der Schaltung beachtet werden müssen.
 
-\paragraph*{Leckströme:} Diese treten bei fast allen Schaltungsaufbauten auf. Sie entstehen durch die hohen aber endlichen Oberflächenwiderstände des PCB-Materials sowie durch durch Verunreinigungen. Diese erlauben es kleinen Leckströmen zwischen Zweigen der Schaltung zu fließen, und können bei Zweigen mit hoher Impedanz störend wirken.\todo{Find a citation for this}
+\paragraph*{Leckströme:} Diese treten bei fast allen Schaltungsaufbauten auf.
+Sie entstehen durch die hohen aber endlichen Oberflächenwiderstände des
+PCB-Materials sowie durch durch Verunreinigungen. Diese erlauben
+es kleinen Leckströmen zwischen Zweigen der Schaltung zu fließen,
+und können bei Zweigen mit hoher Impedanz störend wirken. 
+Abbildung \ref{fig:example_leakages} zeigt beispielhaft einige der Leckströme auf
+einer Platine. \todo{Find a citation for this}
 
-\begin{figure}
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.25]{grundlagen/Examples_Leakages.drawio.png}
-    \caption{\label{fig:example_leakages}Schematische Darstellung eines PCBs mit Anschlüssen zu Bauteilen (goldene Pads) und Leiterbahnen (dunkelgrün) mit verschiedenen Leckstrompfaden entlang der Oberfläche (schraffiert dargestellt). Leckströme fließen überwiegend zwischen freigelegten Kupferflächen, können zudem auch durch Oberflächenladungen in einem Isolator wie dem PCB-Lötstopplack entstehen.}
+    \caption[Schematische Darstellung der Leckströme eines PCBs]{\label{fig:example_leakages}
+        Schematische Darstellung eines PCBs mit Anschlüssen zu Bauteilen (goldene Pads)
+        und Leiterbahnen (dunkelgrün) mit verschiedenen Leckstrompfaden entlang der Oberfläche 
+        (schraffiert dargestellt).
+        Leckströme fließen überwiegend zwischen freigelegten Kupferflächen, 
+        können zudem auch durch Oberflächenladungen in einem Isolator wie dem PCB-Lötstopplack entstehen.
+        Eigene Darstellung nach ???.}
 \end{figure}
+\todo{Find a citation}
 
-\paragraph*{Parasitäre Kapazitäten:} Diese entstehen ebenfalls durch den physikalischen Aufbau der Schaltung. Die Nähe von Leitungen oder Kontakten zueinander, oder zu einer Kupferebene wie z.B. der Erdungsebene, erstellt eine leichte kapazitive Kopplung hierzwischen. Dieser Effekt verursacht Kapazitäten von $\SI{10}{\femto\farad}$ bis hin zu einigen $\SI{}{\pico\farad}$. Abbildung \ref{fig:example_parasitic_c} zeigt einige dieser Kapazitäten auf.
+\paragraph*{Parasitäre Kapazitäten:}
+\label{chap:basics_parasitics_capacitances}
+Diese entstehen ebenfalls durch den physikalischen
+Aufbau der Schaltung. Die Nähe von Leitungen oder Kontakten zueinander,
+oder zu einer Kupferebene wie z.B. der Erdungsebene, erstellt eine leichte
+kapazitive Kopplung hierzwischen. Dieser Effekt verursacht Kapazitäten
+von $\SI{10}{\femto\farad}$ bis hin zu einigen $\SI{}{\pico\farad}$.
+Abbildung \ref{fig:example_parasitic_c} zeigt einige dieser Kapazitäten auf.
 
 \begin{figure}[h]
     \centering
-    \includegraphics[scale=0.2]{grundlagen/Examples_Capacitances.drawio.png}
-    \caption{\label{fig:example_parasitic_c}Schematische Darstellung einer Schnittfläche eines PCBs mit Leitungen und einem Bauteil, mit einigen parasitären Kapazitäten eingezeichnet. Diese Kapazitäten entstehen sowohl zwischen zwei Leitungen, Leitungen und Erdflächen, sowie den Anschlüssen eines Bauteiles.}
+    \includegraphics[scale=0.15]{grundlagen/Examples_Capacitances.drawio.png}
+    \caption[Schematische Darstellung der parasitären Kapazitäten eines PCBs]{\label{fig:example_parasitic_c}
+        Schematische Darstellung einer Schnittfläche eines PCBs mit Leitungen und einem Bauteil,
+        mit einigen parasitären Kapazitäten eingezeichnet.
+        Diese Kapazitäten entstehen sowohl zwischen zwei Leitungen, Leitungen und Erdflächen, sowie den Anschlüssen eines Bauteiles.
+        Eigene Darstellung nach.}
 \end{figure}
+\todo{find citation}
 
-Wichtig ist dieser Effekt in Kombination mit hochohmigen Eingängen und Widerständen. So wird z.B. die Impedanz eines $\SI{100}{\mega\ohm}$ Widerstandes bereits ab wenigen zehn Kilohertz maßgeblich durch die eigene parasitäre Kapazität beeinflust. Diese liegt bei der Standardbaugröße ``1206'' im Bereich von ca. $\SI{30}{\femto\farad}$, und bildet einen RC-Pass-Filter mit einer Eckfrequenz von $\SI{53.05}{\kilo\hertz}$. Abbildung \ref{fig:example_r_cp} zeigt beispielhaft die Verläufe verschiedener Widerstandsimpedanzen über die Frequenz, und wie diese durch die parasitäre Kapazität einbrechen.
+Wichtig ist dieser Effekt in Kombination mit hochohmigen Eingängen und
+Widerständen. So wird z.B. die Impedanz eines $\SI{100}{\mega\ohm}$
+Widerstandes bereits ab wenigen zehn Kilohertz maßgeblich durch die
+eigene parasitäre Kapazität beeinflusst. Diese liegt bei der Standardbaugröße
+``1206'' im Bereich von ca. $\SI{30}{\femto\farad}$ und bildet einen
+RC-Pass-Filter mit einer Eckfrequenz von $\SI{53.05}{\kilo\hertz}$.
+Abbildung \ref{fig:example_r_cp} zeigt einige in einer
+Simuation berechneten Verläufe verschiedener
+Widerstandsimpedanzen über die Frequenz und wie diese durch die parasitäre Kapazität einbrechen.
 
 \begin{figure}
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Examples_R_Cp_RSweep.png}
-    \caption{\label{fig:example_r_cp}Impedanzverläufe verschiedener Widerstandswerte bei gleicher parasitärer Kapazität $C_p = \SI{30}{\femto\farad}$}
+    \caption[Impendazverläufe diverser Widerstände]{\label{fig:example_r_cp}Impedanzverläufe
+        verschiedener Widerstandswerte bei gleicher parasitärer Kapazität $C_p = \SI{30}{\femto\farad}$}
 \end{figure}
 
-\paragraph*{Thermisches Rauschen:} Dieses Rauschen, genannt Johnson-Nyquist-Rauschen, betrifft resistive Komponenten. Es wird verursacht durch die thermische Bewegung von Ladungsträgern, und bildet ein weißes Rauschen aus. Das Rauschen lässt sich über die folgende Formel berechnen:
+\paragraph*{Thermisches Rauschen:} Dieses Rauschen, genannt 
+Johnson-Nyquist-Rauschen, betrifft resistive Komponenten.
+Es wird verursacht durch die thermische Bewegung von Ladungsträgern
+und bildet ein weißes Rauschen aus.
+Das Rauschen lässt sich über die folgende Formel berechnen:
+
 \begin{equation}
     V_{\mathrm{n,rms}} = \sqrt{4k_BTR\Delta f}\label{eqn:thermal_voltage_noise}
 \end{equation}
 
 Hierbei ist $V_{\mathrm{n,rms}}$ der RMS-Wert des Rauschens, $k_B$ die Boltzmann-Konstante, $T$ die Temperatur, $R$ der Widerstand des betrachteten Bauteils und $\Delta f$ die Bandbreite, über welche gemessen wird. Abbildung \ref{fig:example_r_noise} zeigt den schematischen Aufbau eines rauschenden Widerstandes. \todo{Insert citation}
 
-\begin{figure}
+\begin{figure}[hb]
     \centering
-    \includegraphics[scale=0.15]{grundlagen/Schematic_Resistor.drawio.png}
-    \caption{\label{fig:example_r_noise}Schematische Darstellung eines realen Widerstandes nach \cite{WikipediaResistors2024May}}
+    \includegraphics[scale=0.13]{grundlagen/Schematic_Resistor.drawio.png}
+    \caption[Schematische Darstellung
+    eines realen Widerstandes nach \cite{WikipediaResistors2024May}]{\label{fig:example_r_noise}Schematische Darstellung
+        eines realen Widerstandes nach \cite{WikipediaResistors2024May}.}
 \end{figure}
 
+\cleardoublepage
+
 \section{Grundlagen des Operationsverstärkers}
 \label{chap:basics_opamp}
 
-Im folgenden werden die Grundlagen eines Operationsverstärkers (auch genannt OpAmp) dargelegt. Hierbei wird nicht auf den exakten internen Aufbau eingegangen, sondern das relevante Verhalten sowie einige Parasitäreffekte beschrieben.
+Im Folgenden werden die Grundlagen eines Operationsverstärkers
+(auch genannt OpAmp) dargelegt. Hierbei wird nicht auf den exakten
+internen Aufbau eingegangen, sondern das relevante Verhalten sowie einige Parasitäreffekte beschrieben.
 
-Ein klassischer Operationsverstärker ist ein elektronisches Bauteil, welches vielseitige Anwendungen in einer Schaltung findet. Er kann als verstärkendes oder filterndes Bauteil aufgebaut werden, sowie differenzierend oder integrierend wirken. Die grundlegende Operation eines OpAmps ist bei jeder Verschaltung jedoch äquivalent:\\
+Ein klassischer Operationsverstärker ist ein elektronisches Bauteil,
+welches vielseitige Anwendungen in einer Schaltung findet.
+Er kann als verstärkendes oder filterndes Bauteil aufgebaut
+werden, sowie differenzierend oder integrierend wirken.
+Die grundlegende Operation eines OpAmps ist bei jeder Verschaltung jedoch äquivalent:\\
 Er besitzt zwei Eingänge, positiv und negativ, und einen Ausgang (siehe Abbildung \ref{fig:example_opamp}).
-Dieser Ausgang wird entsprechend der Formel $V_{\mathrm{out}} = A_\mathrm{ol} * \left(V_+ - V_-\right)$ getrieben, wobei $A_{\mathrm{ol}}$ der sog. Open-Loop-Gain, also die offene Verstärkung, ist. Für einen idealen OpAmp kann dieser Wert als quasi unendlich angenommen werden. Mithilfe eines Rückkoppelpfades wird das Ausgangssignal meist an den negativen Eingang zurück geführt. Der OpAmp wird somit den Ausgang so treiben, dass es keine Differenzspannung zwischen den Eingangssignalen gibt. Mit korrekter Auswahl der Rückkopplung können quasi-beliebige Transferfunktionen eingestellt werden. Abbildung \ref{fig:example_opamp_amplifier} zeigt einen simplen Verstärker-Schaltkreis, welcher das Eingangssignal um den Faktor 10 skaliert.
+Die folgende Formel gibt den Zusammenhang zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung dar:
 
-\begin{figure}
+\begin{equation}
+    U_{\mathrm{out}} = A_\mathrm{ol} * \left(U_+ - U_-\right)
+\end{equation}
+
+Hierbei ist $A_{\mathrm{ol}}$ der sog. Open-Loop-Gain, also die offene Verstärkung.
+Für einen idealen OpAmp kann dieser Wert als quasi unendlich angenommen werden.
+
+\begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.25]{grundlagen/OpAmp.drawio.png}
-    \caption{\label{fig:example_opamp}Schematisches Symbol eines idealen OpAmps}
+    \caption{\label{fig:example_opamp}Schematisches Symbol eines idealen OpAmps, eigene Darstellung.}
 \end{figure}
 
-\begin{figure}
+Mithilfe eines Rückkoppelpfades wird das Ausgangssignal meist an den negativen Eingang
+zurück geführt. Der OpAmp wird somit den Ausgang so treiben, dass es keine Differenzspannung
+zwischen den Eingangssignalen gibt. Mit korrekter Auswahl der Rückkopplung können
+quasi-beliebige Transferfunktionen eingestellt werden.
+Abbildung \ref{fig:example_opamp_amplifier} zeigt einen simplen
+Verstärker-Schaltkreis, welcher das Eingangssignal um den Faktor 10 skaliert.
+
+\begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.25]{grundlagen/OpAmp_10x.drawio.png}
-    \caption{\label{fig:example_opamp_amplifier}Beispielhafte Verstärkerschaltung mit einem OpAmp}
+    \caption{\label{fig:example_opamp_amplifier}Beispielhafte Verstärkerschaltung mit einem OpAmp,
+        eigene Darstellung, nach \cite{Cox2002}.}
 \end{figure}
 
-Ein realer OpAmp kann für viele Anwendungen als nahezu ideal angesehen werden. Da in dieser Arbeit jedoch mit hohen Verstärkungen und kleinen Strömen gearbeitet wird, müssen die parasitären Effekte des OpAmps mit beachtet werden. Diese sind wie folgt:
+\FloatBarrier
+
+Ein realer OpAmp kann für viele Anwendungen als nahezu ideal angesehen werden.
+Da in dieser Arbeit jedoch mit hohen Verstärkungen und kleinen Strömen gearbeitet
+wird, müssen die parasitären Effekte des OpAmps mitbeachtet werden.
+Diese sind wie folgt:
 
 \begin{itemize}
-    \item Eingangs-Leckströme. Die Eingänge eines realen OpAmp können kleine Ströme führen. Je nach Verstärker befinden sich diese im Bereich von $\SI{1}{\micro\ampere}$ bis hin zu $\SI{1}{\femto\ampere}$. Diese Leckströme können die Spannungen an den Eingängen, und somit das Messergebis, beeinflussen\cite{analogINBIAS2008}.
-    \item Parasitäre Kapazitäten. Ein OpAmp hat, bedingt durch die physikalische Auslegung des Bauteils, verschiedene ungewollte Kapazitäten sowohl gegen Masse, als auch zwischen den Kanälen selbst. Diese können die Transferfunktion beeinflussen\cite{tiOpAmpCap2000}.
-    \item Endliche Geschwindigkeit. Ein realer OpAmp kann auf Signaländerungen nur in endlicher Zeit reagieren. Hierdurch ergibt sich eine Grenze der Bandbreite in Relation zur Verstärkung. Dies wird als Verstärkungs-Bandpreitenprodukt\todo{Spelling OK?} charakterisiert\cite{Cox2002}. Im folgenden wird dies als GBWP aus dem Englischen ``Gain-Bandwidth-Product'' bezeichnet. Dies kann ebenfalls die Transferfunktion beeinflussen, siehe Abbildung \ref{fig:example_opamp_gbwp}.
-    Das GBWP gibt an, bei welcher Frequenz der OpAmp eine Verstärkung von 1 aufweist. Die effektive Bandbreite eines OpAmp kann somit durch Dividieren des GBWP mit der Verstärkung berechnet werden.
-    \item Endliche Verstärkung. Ein realer OpAmp kann ein Signal nur um einen
+    \item Eingangs-Leckströme: Die Eingänge eines realen OpAmp können kleine Ströme führen.
+        Je nach Verstärker befinden sich diese im Bereich von $\SI{1}{\micro\ampere}$ bis
+        hin zu $\SI{1}{\femto\ampere}$. Diese Leckströme können die Spannungen an den
+        Eingängen, und somit das Messergebis, beeinflussen \cite{analogINBIAS2008}.
+    \item Parasitäre Kapazitäten: Ein OpAmp hat, bedingt durch die physikalische
+        Auslegung des Bauteils, verschiedene ungewollte Kapazitäten sowohl
+        gegen Masse, als auch zwischen den Kanälen selbst.
+        Diese können die Transferfunktion beeinflussen \cite{tiOpAmpCap2000}.
+    \item Endliche Geschwindigkeit: Ein realer OpAmp kann auf Signaländerungen
+        nur in endlicher Zeit reagieren. Hierdurch ergibt sich eine Grenze der
+        Bandbreite in Relation zur Verstärkung.
+        Dies wird als Verstärkungs-Bandpreitenprodukt charakterisiert \cite{Cox2002}.
+        Im folgenden wird dies als GBWP aus dem Englischen ``Gain-Bandwidth-Product''
+        bezeichnet. Dies kann die Transferfunktion beeinflussen, und wird
+        mit einer Simulation in LTSpice demonstriert. Die Ergebnisse dieser
+        Simulation sind in Abbildung \ref{fig:example_opamp_gbwp} dargestellt.
+    \item Endliche Verstärkung: Ein realer OpAmp kann ein Signal nur um einen
         gewissen, endlichen Faktor verstärken. Dieser Faktor wird als ``offene''
         Verstärkung bezeichnet, da er ohne Rückkopplung gemessen wird.
         Diese Begrenzung führt zu einer Limitierung der absoluten
@@ -150,44 +272,58 @@ Ein realer OpAmp kann für viele Anwendungen als nahezu ideal angesehen werden.
         sich hieraus ebenfalls eine Grenze der Bandbreite, da die Eingangskapazität
         den Anstieg der Eingangsspannung, und durch die endliche Verstärkung auch den 
         Anstieg der Ausgangsspannung, begrenzt. Dies ist in Abbildung \ref{fig:opamp_aol_sweep} dargestellt. \label{chap:opamp_aol_limit_explained}
-    \item Rauschen. Ein realer OpAmp hat verschiedene Rauschquellen, welche in das Messsignal übergehen können. Dies sind Eingangsbezogenes Strom- und Spannungsrauschen \cite{tiNoise2007}, und sind in Abbildung \ref{fig:example_opamp_noise} dargestellt. Auf die genauen Quellen dieses Rauschens soll hier nicht weiter eingegangen werden, da diese durch die internen Schaltungen des OpAmp entstehen.\\
+    \item Rauschen: Ein realer OpAmp hat verschiedene Rauschquellen, welche in das Messsignal übergehen können. Dies sind Eingangsbezogenes Strom- und Spannungsrauschen \cite{tiNoise2007}, und sind in Abbildung \ref{fig:example_opamp_noise} dargestellt. Auf die genauen Quellen dieses Rauschens soll hier nicht weiter eingegangen werden, da diese durch die internen Schaltungen des OpAmp entstehen.\\
     Das Spannungsrauschen ist hierbei im unteren Frequenzbereich proportional zu $1/\omega$ und flacht ab einer Eckfrequenz zu einem konstanten Wert ab, während das Stromrauschen konstant anfängt und im höheren Frequenzbereich proportional zu $\omega$ zu nimmt.
 \end{itemize}
 
-\begin{figure}
+\begin{figure}[hb]
     \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Aol_Sweep.png}
-    \caption{\label{fig:opamp_aol_sweep}Darstellung des Einflusses der offenen Verstärkung
+    \includegraphics[scale=0.7]{datavis/Parasitics/SingleStage_Aol_Sweep.png}
+    \caption[Einfluss der offenen Verstärkung auf einen TIV]{\label{fig:opamp_aol_sweep}
+        Ergebnisse einer Simulation zur Darstellung
+        des Einflusses der offenen Verstärkung
         eines OpAmp auf die Übertragungsfunktion eines TIVs. Bei zu geringer Verstärkung
         bricht die Verstärkung frühzeitig ein, und es bildet sich ein Tiefpassverhalten
         aus. Es sind jedoch keine Instabilitäten zu erkennen.}
 \end{figure}
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_GBWP_Sweep.png}
-    \caption{\label{fig:example_opamp_gbwp}Darstellung des Einflusses des GBWP auf die Übertragungsfunktion einer OpAmp Schaltung. Bei zu geringem GBWP ist die Bandbreite limitiert. Zudem ensteht eine Instabilität, welche den Schaltkreis zum oszillieren bringen kann.}
+    \includegraphics[scale=0.7]{datavis/Parasitics/SingleStage_GBWP_Sweep.png}
+    \caption[Einfluss des GBWP eines OpAmps auf einen TIV]{\label{fig:example_opamp_gbwp}Darstellung des
+        Einflusses des GBWP auf die Übertragungsfunktion einer OpAmp Schaltung.
+        Bei zu geringem GBWP ist die Bandbreite limitiert.
+        Zudem ensteht eine Instabilität, welche den Schaltkreis zum oszillieren bringen kann.}
 \end{figure}
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
-    \includegraphics[scale=0.25]{grundlagen/OpAmp_Noise.drawio.png}
-    \caption{\label{fig:example_opamp_noise}Schematische, vereinfachte Darstellung der zusammengefassten Rauschquellen eines OpAmp nach \cite{tiNoise2007}. 
+    \includegraphics[scale=0.22]{grundlagen/OpAmp_Noise.drawio.png}
+    \caption[Schematische Darstellung der Rauschquellen eines OpAmp]{\label{fig:example_opamp_noise}Schematische,
+    vereinfachte Darstellung der zusammengefassten Rauschquellen eines OpAmp nach \cite{tiNoise2007}. 
     Hierbei sind die Rauschquellen eingangsbezogen dargestellt.}
 \end{figure}
 
+\cleardoublepage
+
 \section{Aufbau eines Transimpedanzverstärkers}
 \label{chap:basics_tia}
 
 Im Folgenden wird auf den grundlegenden Aufbau und die Funktionalität eines TIVs eingegangen.
 
-Ein TIV ist eine variante einer OpAmp-Verschaltung, dessen Aufgabe es ist, einen Strom in eine Spannung um zu wandeln. Somit wird die Verstärkung der Schaltung in $\Omega$ angegeben. Die grundlegende Schaltung ist hierbei in \ref{fig:example_tia_circuit} aufgeführt.
+Ein TIV ist eine variante einer OpAmp-Verschaltung, dessen Aufgabe es ist, einen Strom in eine Spannung umzuwandeln.
+Somit wird die Verstärkung der Schaltung in $\Omega$ angegeben.
+Die grundlegende Schaltung ist hierbei in \ref{fig:example_tia_circuit} aufgeführt.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.2]{grundlagen/OpAmp_TIA.drawio.png}
-    \caption{\label{fig:example_tia_circuit}Grundlegender Schaltkreis eines Transimpedanzverstärkers.}
+    \caption[Grundlegender Schaltkreis eines Transimpedanzverstärkers,
+    eigene Darstellung nach \cite{Reinecke2018Oct}]{
+        \label{fig:example_tia_circuit}Grundlegender Schaltkreis eines Transimpedanzverstärkers,
+        eigene Darstellung nach \cite{Reinecke2018Oct}.}
 \end{figure}
+\todo{Find a citation for this?}
 
 Die Funktionsweise ist wie folgt:
 \begin{itemize}
@@ -205,5 +341,5 @@ Die Vor- und Nachteile dieser Schaltungsart sind wie folgt:
     \item[+] Konstante Eingangsspannung. Der TIV-Eingang wird konstant auf $\SI{0}{\volt}$ getrieben. Hierdurch werden Effekte von z.B. parasitären Kapazitäten am Eingang verringert. Zudem können Abschirmungen an $\SI{0}{\volt}$, d.h. Erde, angeschlossen werden.
     \item[-] Parasitäre Effekte begrenzen oft die Bandbreite.
     \item[-] Ein OpAmp mit sehr hohem GBWP ist notwendig, um stabil zu bleiben.
-    \item[-] Durch die hohe Verstärkung ist die Schaltung sehr Rauschanfällig.
+    \item[-] Durch die hohe Verstärkung ist die Schaltung sehr rauschanfällig.
 \end{itemize}

TeX/Kapitel/RevisionV11.tex

@@ -1,8 +1,9 @@
 
+\cleardoublepage
 \chapter{Revision des TIVs}
 
-In diesem Kapitel wird auf die zweite Revision der Platine eingegangen.
-Diese Revision ist notwendig, um die Instabilität der ersten Revision 
+In diesem Kapitel wird auf die Revision der Platine eingegangen.
+Diese Revision ist notwendig, um die Instabilität der ersten Version
 der Platine zu beheben, welche in Kapitel \ref{chap:v10_instability}
 gemessen wurde, da diese Instabilität einer Verwendung der Platine
 in einem echten IMS im Wege steht.
@@ -25,7 +26,7 @@ Effekten führen kann.
 
 Eine Simulation der Instabilität war nicht erfolgreich, da der simulierte
 Schaltkreis in LTSpice mit einem reelen Verstärkermodell keine Instabilitäten
-aufwies. Es ist somit zu vermuten dass es sich um nicht akkurat modellierte Effekte 
+aufwies. Es ist somit zu vermuten, dass es sich um nicht akkurat modellierte Effekte 
 des Verstärkers handelt.
 
 Eine händisch modifizierte Schaltung wird genutzt, um andere Verstärkungen sowie 
@@ -36,11 +37,11 @@ Zusätzlich wird bei anderen OpAmps keine Instabilität festgestellt.
 \section{Korrektur der Schaltung}
 
 Im folgenden Abschnitt werden die Änderung der Schaltung beschrieben, welche für
-die nächste Revision vorgenommen werden. 
+die Revision vorgenommen werden. 
 Da der erkannte Fehler vermutlich durch den Verstärker selbst verursacht wird,
 soll nun ein anderer OpAmp genutzt werden. Kapitel \ref{chap:v10_opamp_choice}
 listet andere Möglichkeiten auf. Da das Eingangsspannungsrauschen vermutlich 
-an den Problemen teil nimmt, wird nun ein OpAmp mit möglichst geringem Rauschen 
+an den Problemen teilnimmt, wird nun ein OpAmp mit möglichst geringem Rauschen 
 gewählt, der {\em ADA4817}.
 
 Der {\em ADA4817} bietet mit einem Rauschlevel von nur $\SI{5}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$
@@ -51,18 +52,20 @@ Somit soll eine kaskadierte Schaltung entsprechend Kapitel \ref{chap:opamp_casca
 genutzt werden, um die notwendige Bandbreite erreichen zu können.
 
 Da die Abschirmung sowie die Reihenschaltung der Rückkoppelwiderstände der 
-vorherigen Version beide als Funktionsfähig befunden wurden, wird an diesem Teilen
+vorherigen Version beide als funktionsfähig befunden wurden, wird an diesen Teilen
 der Schaltung keine Änderung vorgenommen. Lediglich der OpAmp wird durch eine 
 kaskadierte Schaltung des {\em ADA4817 } ersetzt.
+Abbildung \ref{fig:v11_tia_schematic} zeigt den geänderten Schaltkreis auf.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[width=0.9\textwidth]{Auslegung/v1.1/tia_stage.png}
-    \caption{\label{fig:v11_tia_schematic}Schaltkreis der zweiten Revision des
+    \caption[Schaltkreis der Revision des
+    Verstärkerteils des TIVs]{\label{fig:v11_tia_schematic}Schaltkreis der Revision des
         Verstärkerteils des TIVs.}
 \end{figure}
+\todo{Think about highlighting differences}
 
-Abbildung \ref{fig:v11_tia_schematic} zeigt den geänderten Schaltkreis auf.
 Hierbei sind U2B und U2A die zwei ADA4817-OpAmps der kaskadierten Verschaltung.
 Widerstände R33 und R34 setzten hierbei die Verstärkung von U2A fest.
 U2B übernimmt den Rest der Verstärkung, wobei die Gesamtverstärkung nur durch
@@ -72,7 +75,7 @@ Es ist bei einer kaskadierten Verschaltung gewünscht, so viel Verstärkung in d
 erste
 Stufe zu legen wie möglich, um das Rauschen zu minimieren und die Stabilität zu 
 erhöhen. Zu viel Verstärkung in der ersten Stufe reduziert jedoch die Bandbreite.
-Die exakte Verteilung der Verstärkung hängt vom Systemverhalten ab,
+Die exakte Verteilung der Verstärkung hängt vom Systemverhalten ab
 und muss experimentell bestimmt werden.
 
 R9 und R32 erlauben das Umschalten der Schaltung von einer kaskadierten Schaltung
@@ -84,37 +87,40 @@ Die Rückkoppelwiderstände und Abschirmwiderstände (R19 bis 13, R15 bis 18, R2
 plus die anpassenden Spannungsteiler (R24, R14, R19) sind unverändert vom
 ersten Schaltungsdesign.
 
-\begin{figure}[h]
+Abbildung \ref{fig:v11_tia_pcb} zeigt die Auslegung des PCBs der Revision.
+Hierbei werden die vorherigen Konstruktionen für Rückkoppelpfad und Abschirmung der
+Widerstände beibehalten.
+Aus diesem Grund wird hierauf nicht mehr genauer eingegangen.
+
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[width=0.7\textwidth]{Auslegung/v1.1/tia_pcb.png}
-    \caption{\label{fig:v11_tia_pcb}Auslegung des PCBs der zweiten Revision
+    \caption{\label{fig:v11_tia_pcb}Auslegung des PCBs der Revision
         des TIVs}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v11_tia_pcb} zeigt die Auslegung des PCBs der zweiten Revision.
-Hierbei werden die vorherigen Konstruktionen für Rückkoppelpfad und Abschirmung der
-Widerstände bei behalten.
-Aus diesem Grund wird hierauf nicht mehr genauer eingegangen.
-
 Die Kaskadenschaltung der zwei Verstärker ist um U2 herum gelegt. U2 ist 
 ein sog. {\em Dual Package OpAmp}, d.h. es liegen zwei unabhängige 
-ADA4817 im selben Packet vor. Dies ermöglicht eine möglichst kleine Auslegung
+ADA4817 im selben Paket vor. Dies ermöglicht eine möglichst kleine Auslegung
 des Rückkoppelpfades für die zweite Stufe des Verstärkers, welches für die Stabilität
-notwendig ist sowie weniger Störquellen einkoppelt.
+notwendig ist und weniger Störquellen einkoppelt.
 
 Der Vollständigkeit halber zeigt Abbildung \ref{fig:v11_pcb_3d_image} ein 3D-Modell
-der zweiten Revision der Platine. Die restlichen Schaltungsteile wurden nicht modifiziert,
+der Revision der Platine. Die restlichen Schaltungsteile wurden nicht modifiziert,
 weshalb auf diese hier nicht mehr eingegangen wird.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[width=0.9\textwidth]{Auslegung/v1.1/pcb_3d.png}
-    \caption{\label{fig:v11_pcb_3d_image}3D-Modell der zweiten Revision des PCBs}
+    \caption{\label{fig:v11_pcb_3d_image}3D-Modell der Revision des PCBs}
 \end{figure}
 
+\FloatBarrier
+\newpage
+
 \section{Vermessung der Revision}
 
-In diesem Kapitel wird die zweite Revision der Platine
+In diesem Kapitel wird die Revision der Platine
 vermessen und auf weitere Fehler überprüft.
 Es werden, wenn nicht anders beschrieben, dieselben Methoden wie aus Kapitel \ref{chap:measurements}
 genutzt. Wo angemessen, sollen Vergleiche mit der vorherigen Version gezogen werden.
@@ -122,79 +128,126 @@ genutzt. Wo angemessen, sollen Vergleiche mit der vorherigen Version gezogen wer
 \subsection{Stabilität am IMS}
 \label{chap:v11_measurement_ims_stability}
 
-Es wird nun als aller erstes die Stabilität an einer IMS-Röhre vermessen. Hierfür wird dieselbe 
-Röhre wie in der Vermessung der ersten Revision genutzt, an den Eingang des TIVs 
-angeschlossen, und vermessen. Hierbei wird die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante genutzt.
+Es wird nun als allererstes die Stabilität an einer IMS-Röhre vermessen. Hierfür wird dieselbe 
+Röhre wie in der Vermessung der ursprünglichen Version genutzt, an den Eingang des TIVs 
+angeschlossen und vermessen. Hierbei wird die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante genutzt.
 
 Im Falle der neuen Schaltung liegt nun die erwartete stabile, statische Ausgangsspannung
 bei $\SI{0}{\volt}$ mit einem akzeptablem Rauschen. Abbildung \ref{fig:v11_ims_noise} zeigt
 das Spektrum des Rauschens dieser Variante.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \missingfigure{Add figure of with-IMS noise}
     \caption{\label{fig:v11_ims_noise}Rauschlevel der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante mit angeschlossenem IMS.}
 \end{figure}
 
 Diese Messung bestätigt, dass diese Revision der Schaltung keine Oszillationen bei Anschluss einer IMS-Röhre 
-aufweist. Der Fehler der ersten Revision wurde somit erfolgreich behoben.
+aufweist. Der Fehler der ursprünglichen Version wurde somit erfolgreich behoben.
+
+\FloatBarrier
 
 \subsection{Linearität}
 
 In diesem Abschnitt wird die Linearität der neuen Revision vermessen. Die Messung erfolgt hierbei mit den 
 gleichen Messgeräten wie in Kapitel \ref{chap:v10_measurement_linearity}, es wird jedoch durch die höhere
-Versorgungsspannung des ADA4817 ein größerer Eingangsstrombereich von \todo{Measure this} vermessen.
+Versorgungsspannung des ADA4817 ein größerer Eingangsstrombereich von 
+$\SI{\pm3.5}{\nano\ampere}$ vermessen.
+Abbildung \ref{fig:v11_linearity} zeigt die vermessene Linearität von 
+zwei verschiedenen Platinen der
+$\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[ht]
     \centering
-    \missingfigure{Measure linearity of v11}
-    \caption{\label{fig:v11_linearity}Vermessung der Linearität der zweiten Revision, 
-        $\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante}
+    \includegraphics[scale=0.75]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/linearity.png}
+    \caption[Vermessung der Linearität der Revision, 
+    $\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante]{\label{fig:v11_linearity}Vermessung der Linearität der zwei Platinen der $\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante.
+
+    Es ist ein konsistent lineares Verhalten zu erkennen, wobei der
+    Verstärker eine maximale Ausgangsspannung von circa $\SI{\pm3.2}{\nano\ampere}$
+    aufweist. }
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v11_linearity} zeigt die vermessene Linearität an der
-$\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante. \todo{Fill this out after measurement}
+Zu sehen ist eine maximale Ausgangsspannung von circa $\SI{\pm3.2}{\volt}$, und
+somit ein Eingangsstrombereich von $\SI{\pm3.2}{\nano\ampere}$. Hierbei scheinen
+sich beide vermessenen Platinen gleich zu verhalten.
+
+\FloatBarrier
+
+Um eventuelle Fehler in der Linearität besser erkennen zu können wird zudem der Fehler
+der Messung aufgezeichnet, d.h. die Differenz zwischen der erwarteten und gemessenen
+Spannung. Dies ist in Abbildung \ref{fig:v11_linearity_error} aufgezeichnet.
+
+\begin{figure}[H]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.75]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/linearity_error.png}
+    \caption[Fehler der Linearität, 
+    $\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante]{\label{fig:v11_linearity_error}
+        Fehler der Ausgangsspannung der zwei vermessenen $\SI{47}{\mega\ohm}$
+        TIVs. Zu sehen sind nur leichte Abweichungen der Ausgangsspannung 
+        von höchstens $\SI{1.5}{\milli\volt}$, sowie einige Sprünge.
+    }
+\end{figure}
+
+Deutlich zu erkennen ist eine sehr geringe Abweichung der Ausgangsspannung
+vom Sollwert von höchstens $\SI{1.5}{\milli\volt}$, wobei meistens
+eine Abweichung von besser als $\SI{\pm1}{\milli\volt}$ eingehalten wird.
+Dies stellt wesentlich kleinere Abweichungen als bei der ersten Version dar und
+ist somit eine wesentliche Verbesserung. Zu sehen sind ebenfalls einige kleine Sprünge
+in beiden vermessenen Platinen, $+\SI{0.7}{\milli\volt}$ bei etwa 
+$\SI{-0.8}{\nano\ampere}$ sowie $+\SI{1}{\milli\volt}$ bei etwa $\SI{2}{\nano\ampere}$.
+Die genaue Ursache dieser Sprünge ist nicht bekannt. Die Amplitude der Sprünge stellt
+jedoch eine Änderung von nur 0.1\% dar, und ist somit akzeptabel.
+
+Insgesamt ist die Linearität des neuen Schaltkreises somit eine wesentliche Verbesserung
+im Vergleich zur ersten Version und ist mehr als Ausreichend für die
+hier gesetzten Zielparameter.
+
+\FloatBarrier
 
-\newpage
 \subsection{Bandbreite}
 
-In diesem Abschnitt werden die Übertragungsfunktionen und Bandbreiten der erstellten 
-Platinen genauer untersucht.
+Um zu bestätigen, dass der neue Schaltkreis des TIVs eine ausreichende Bandbreite
+liefert, werden folgend die Übertragungsfunktionen der Revision vermessen.
 Es wird hierfür dieselbe Methode wie aus Kapitel \ref{chap:v10_measurement_bandwidth} 
-genutzt.
+genutzt. Abbildung \ref{fig:v11_measurement_bandwidth} zeigt die gemessenen Übertragungsfunktionen
+der zweiten Platinenversion, wobei mehrere Platinen mit variiertem Rückkoppelwiderstand
+aufgebaut wurden.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/bandwidths.png}
-    \caption{\label{fig:v11_measurement_bandwidth}Messungen der Übertragungsfunktionen
-        der Platinen der zweiten Revision.}
+    \caption[Messungen der Übertragungsfunktionen
+        der Platinen der Revision]{\label{fig:v11_measurement_bandwidth}
+        Messungen der Übertragungsfunktionen
+        der Platinen der Revision. Zu erkennen
+        ist die Abhängigkeit der Bandbreite vom Rückkoppelwiderstand.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v11_measurement_bandwidth} zeigt die gemessenen Übertragungsfunktionen
-der zweiten Platinenrevision.
 Deutlich zu erkennen ist die gewünschte glatte Übertragungsfunktion bis hin zur Eckfrequenz.
 Hiernach fallen die Verstärkungen der Platinenvarianten jedoch unterschiedlich schnell ab.
 Alle Platinen bis auf die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante weisen einen Abfall von circa
 -20dB/Dekade auf, welcher durch das RC-Verhalten der Rückkoppelwiderstände bestimmt wird.
 Die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante weist jedoch einen Abfall von -40dB/Dekate auf, welches
 auf einen gedämpften Oszillator schließen lässt. Ebenfalls ist ein Knick in der
-$\SI{82}{\mega\ohm}$ Variante bei circa $\SI{300}{\kilo\hertz}$ zu erkennen, und ein deutlicher
+$\SI{82}{\mega\ohm}$ Variante bei circa $\SI{300}{\kilo\hertz}$ zu erkennen und ein deutlicher
 Resonanz-Peak in der $\SI{120}{\mega\ohm}$ Variante bei $\SI{600}{\kilo\hertz}$.
 
 Diese Diskrepanzen stören das Verhalten der Übertragungsfunktion für die hier gesetzten
-Zielparameter nicht, da die beobachteten Frequenzen gänzlich überhalb der Filter-Eckfrequenz
+Zielparameter nicht, da die beobachteten Frequenzen gänzlich überhalb der Eckfrequenz 
+des Filters
 von $\SI{30}{\kilo\hertz}$ liegen. Im Falle der $\SI{47}{\mega\ohm}$ ist der 
 stärkere Abfall der Verstärkung sogar vorteilhaft.
-Eine Vermutung der Ursache dieser Resonanz ist der kaskadierte Aufbau des Verstärkers selbst.
-Die zweite Stufe des Verstärkers kann zu einer Phasenverschiebung führen, welches diverse 
-Einflüsse auf den Frequenzverlauf der Verstärkung haben kann.
+Eine Vermutung der Ursache dieser Resonanz ist der kaskadierte Aufbau des Verstärkers selbst,
+wobei das GBWP der ersten oder zweiten Stufe zu einer leichten Überhöhung der Bandbreite
+führen kann.
+Aus der Messung der Übertragungsfunktionen können nun die -3dB-Punkte der Platinen
+entnommen werden. Diese sind in Tabelle \ref{table:v11_bandwidths} dargestellt.
 
-\todo[inline]{Check with our LTSpice simulation if we see these!}
-
-\begin{table}[H]
+\begin{table}[hb]
     \centering
     \caption{\label{table:v11_bandwidths}-3dB-Frequenzen des ungefilterten 
-        TIV-Ausgangs der zweiten Revision}
+        TIV-Ausgangs der Revision}
     \begin{tabular}{ |r|r|r| }
         \hline
         Widerstand & -3dB Punk \\
@@ -207,56 +260,57 @@ Einflüsse auf den Frequenzverlauf der Verstärkung haben kann.
     \end{tabular}
 \end{table}
 
-Tabelle \ref{table:v11_bandwidths} zeigt die -3dB-Frequenzen der gemessenen 
-Übertragungsfunktionen. Im Vergleich zur ersten Revision 
-bieten die $\SI{20}{\mega\ohm}$ und $\SI{47}{\mega\ohm}$ varianten der Platinen
-eine höhere Bandbreite als die Platinen der ersten Revision, während die 
+Im Vergleich zur ursprünglichen Version 
+bieten die $\SI{20}{\mega\ohm}$ und $\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten der Platinen
+eine höhere Bandbreite als die Platinen der ursprünglichen Version, während die 
 $\SI{120}{\mega\ohm}$ Variante eine niedrigere Bandbreite aufweist. 
-Diese Diskrepanz liegt vermutlich ebenfalls am beobachteten Verhalten der Kaskadenschaltung, und
-ist erneut im Falle der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante von Vorteil.
-
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/revision_compare_bandwidth.png}
-    \caption{\label{fig:v11_comparison_bandwidth}Vergleich der Bandbreiten der 
-        $\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten von der alten und neuen Revision.}
-\end{figure}
+Diese Diskrepanz liegt vermutlich ebenfalls am beobachteten Verhalten der Kaskadenschaltung
+und ist erneut im Falle der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante von Vorteil.
 
 Abbildung \ref{fig:v11_comparison_bandwidth} zeigt einen direkten Vergleich der 
 Bandbreiten der TIV-Stufen der vorherigen und neuen Revison für 
 die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante. Der steilere Abfall sowie die 
-leicht höhere -3dB-Frequenz der zweiten Revision
+leicht höhere -3dB-Frequenz der Revision
 ist hierbei deutlich zu erkennen.
 
-Da die Filterstufe zwischen den Revisionen nicht geändert wurde, 
-da das Filterverhalten bereits als ausreichend empfunden wurde, wird hier nicht
-erneut darauf eingegangen.
+\begin{figure}[ht]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/revision_compare_bandwidth.png}
+    \caption[Vergleich der Bandbreiten der 
+    $\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten von der alten und neuen Revision]{\label{fig:v11_comparison_bandwidth}Vergleich der Bandbreiten der 
+        $\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten von der alten und neuen Revision.}
+\end{figure}
+
+Die Filterstufe zwischen den Revisionen wurde nicht geändert, 
+da das Filterverhalten bereits als ausreichend empfunden wurde.
+Somit wird hier nicht erneut darauf eingegangen.
 
 Zusammengefasst besitzen die Varianten der $\SI{82}{\mega\ohm}$ und
 $\SI{120}{\mega\ohm}$ eine zu geringe Bandbreite, während 
 die $\SI{47}{\mega\ohm}$ und $\SI{20}{\mega\ohm}$ Varianten beide mehr als ausreichend
 Bandbreite besitzen. Die neue Revision der Platine erfüllt somit die Anforderungen.
 
-\FloatBarrier
-\newpage
+\clearpage
 
 \subsection{Rauschen}
 
-In diesem Abschnitt wird das Rauschen der neuen Revision vermessen, und mit der vorherigen
-Revision verglichen. Es wird beschrieben ob und wie sich das Rauschverhalten geändert hat.
+Folgend wird das Rauschen der Revision vermessen und mit der originalen Version
+verglichen. Es wird beschrieben ob und wie sich das Rauschverhalten geändert hat.
 Das Spektrum des Rauschens wird mit dem selben Aufbau aus Kapitel \ref{chap:v10_measurement_noise}
-vermessen.
+vermessen. Abbildung \ref{fig:v11_measurement_noise} zeigt die Rauschspektren der Revision.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/noises.png}
-    \caption{\label{fig:v11_measurement_noise}Durchschnittliches Rauschspektrum der Platinen 
-        der zweiten Revision.}
+    \caption[Durchschnittliches Rauschspektrum der Platinen 
+    der Revision]{\label{fig:v11_measurement_noise}Durchschnittliches Rauschspektrum der Platinen 
+        der Revision.
+        Erkennbar ist die Abhängigkeit des Rauschlevels vom Rückkoppelwiderstand.
+        Ebenefalls sind einige Frequenzen mit erhöhtem Rauschen erkennbar.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v11_measurement_noise} zeigt die Rauschspektren der zweiten
-Platinenrevision.
-Wie in der ersten Revision ist hier deutlich eine Abhängigkeit des Rauschlevels
+
+Wie in der ursprünglichen Version ist hier deutlich eine Abhängigkeit des Rauschlevels
 vom Rückkoppelwiderstand zu erkennen, wobei erneut ein kleinerer Widerstand
 ein höheres Rauschniveau einbringt.
 Zusätzlich ist die Verteilung des Rauschens merklich anders. Für alle Versionen
@@ -264,43 +318,50 @@ scheint eine kleine Erhöhung um $\SI{30}{\kilo\hertz}$ zu liegen, wobei
 diese in der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante merklich stärker ausfällt.
 Ebenso sind Spitzen im Rauschspektrum zu erkennen. Für $\SI{20}{\mega\ohm}$ 
 liegt eine deutliche Spitze bei $\SI{7}{\kilo\hertz}$ vor, 
-für $\SI{47}{\mega\ohm}$ die Erhöhung bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$, und für die 
+für $\SI{47}{\mega\ohm}$ die Erhöhung bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$ und für die 
 $\SI{120}{\mega\ohm}$ Variante eine deutliche Erhöhung bei 
 circa $\SI{700}{\kilo\hertz}$. Diese Eröhungen des Rauschens liegen auf den 
 gleichen Frequenzen wie die Resonanzen in der Bandbreite. Somit ist zu vermuten,
 dass die gleiche Ursache für beide Effekte zuständig ist.
 
-\begin{figure}[H]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/revision_compare_noise.png}
-    \caption{\label{fig:v11_v10_comparison_noise}Vergleich des Rauschspektrums
-    der Revisionen der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante.}
-\end{figure}
-
-Abbildund \ref{fig:v11_v10_comparison_noise} zeigt den direkten 
-Vergleich der ungefilterten Rauschspektren der ersten und zweiten Revision 
+Abbildung \ref{fig:v11_v10_comparison_noise} zeigt den direkten 
+Vergleich der ungefilterten Rauschspektren der originalen Platine und der
+Revision 
 der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Version des Schaltkreise.
 Trotz des kleineren Eingangsspannungsrauschens des ADA4817 liegt ein 
 insgesamt leicht größeres Rauschniveau vor. Dies stimmt jedoch nur bei offenem 
-Eingang. Das Rauschen der ersten Revision mit dem LTC6268-10 vergrößert sich bei
-steigender Eingangskapazität, während das Rauschen der zweiten Revision 
+Eingang. Das Rauschen der ursprünglichen Version mit dem LTC6268-10 vergrößert sich bei
+steigender Eingangskapazität, während das Rauschen der Revision 
 kaum von der Eingangskapazität abhängt (siehe Kapitel \ref{chap:v11_measurement_ims_stability}).
 Unter realen Bedingungen ist somit das 
-Rauschen der zweiten Revision besser. 
+Rauschen der Revision besser. 
 
-\begin{figure}[H]
+\begin{figure}[ht]
     \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/noises_ch2.png}
-    \caption{\label{fig:v11_measurement_noise_ch2}Rauschspektren des 
-    gefilterten Ausgangs der zweiten Revision des TIVs.}
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/revision_compare_noise.png}
+    \caption[Vergleich des Rauschspektrums
+    der Revision der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante]{\label{fig:v11_v10_comparison_noise}Vergleich des Rauschspektrums
+    der Revision der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante.}
 \end{figure}
 
+\FloatBarrier
+
 Abbildung \ref{fig:v11_measurement_noise_ch2} zeigt die Rauschspektren der
 gefilterten Ausgänge. Wie in der vorherigen Version ist zu erkennen, dass die
 Filterstufe das Rauschlevel deutlich und effektiv senkt. 
 Die bereits identifizierten Erhöhungen im Rauschen werden, mit Ausnahme der
 Spitze des $\SI{20}{\mega\ohm}$ TIVs, herausgefiltert.
 
+\begin{figure}[ht]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/noises_ch2.png}
+    \caption[Rauschspektren des 
+    gefilterten Ausgangs der Revision des TIVs]{\label{fig:v11_measurement_noise_ch2}Rauschspektren des 
+    gefilterten Ausgangs der Revision des TIVs.
+    Wie bei der ersten Platine ist die Filterung des Rauschens durch die Filterstufe ab $\SI{30}{\kilo\hertz}$
+    erkennbar.}
+\end{figure}
+
 Die RMS-Werte der Rauschlevel für den ungefilterten und gefilterten Ausgang 
 sind in Tabelle \ref{table:v11_noise_table} aufgelistet. Dort ist deutlich
 zu erkennen, dass die Filterstufe das Rauschen merklich verringert, da der 
@@ -324,45 +385,43 @@ genutzte LTC6268-10.
     \end{tabular}
 \end{table}
 
-Insgesamt ist somit das Rauschen der zweiten Revision des TIVs nutzbar.
-Zwar ist das Rauschen im Vergleich zur ersten Revision geringfügig erhöht, jedoch
+Insgesamt ist somit das Rauschen der Revision des TIVs nutzbar.
+Zwar ist das Rauschen im Vergleich zur ursprünglichen Version geringfügig erhöht, jedoch
 bieten alle Versionen der Schaltung mit Ausnahme des $\SI{20}{\mega\ohm}$ TIVs
 ein akzeptabel geringes Rauschen.
 
-\FloatBarrier
-\newpage
-
 \subsection{Konsistenz des Schaltkreises}
 
 In diesem Abschnitt wird darauf eingegangen, wie wiederholbar
-der Aufbau der zweiten Revision der Platine ist.
+der Aufbau der Revision der Platine ist.
 Ein wichtiger Aspekt des in dieser Arbeit entwickelten TIVs ist 
 der reproduzierbare Aufbau ohne größere manuelle Abstimmungen der 
 Abschirmung oder anderer Komponenten.
 
-Um dies zu belegen wird eine zweite Platine der $\SI{47}{\mega\ohm}$
+Um dies zu belegen, wird eine zweite Platine der $\SI{47}{\mega\ohm}$
 Variante hergestellt. Diese Platine wird nicht experimentell abgestimmt,
-sondern mit denselben Komponentenwerten verlötet wie die Platine 
+sondern mit denselben Komponentenwerten verlötet wie die Platine, 
 welche bereits vermessen wurde. Das gewollte Verhalten ist nun, dass 
 diese Kopie dasselbe Verhalten aufweist wie die original vermessene Platine.
 
 \begin{figure}[h]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/bandwidth_consistency.png}
-    \caption{\label{fig:v11_bandwidth_consistency_check}Vergleich der Bandbreiten
+    \caption[Vergleich der Bandbreiten
+    zweier identischer TIV-Platinen]{\label{fig:v11_bandwidth_consistency_check}Vergleich der Bandbreiten
         zweier identischer TIV-Platinen.}
 \end{figure}
 
 Abbildung \ref{fig:v11_bandwidth_consistency_check} zeigt die Bandbreiten der originalen
 Platine und der Kopie im direkten Vergleich. Es ist zu erkennen, dass eine leichte
-Diskrepanz der Bandbreiten um die Eckfrequenz herum vor liegt. Diese beträgt
-jedoch nur ca. 2dB, und liegt in einem Bereich der durch den nachfolgenden
+Diskrepanz der Bandbreiten um die Eckfrequenz herum vorliegt. Diese beträgt
+jedoch nur ca. 2 dB und liegt in einem Bereich, der durch den nachfolgenden
 Filter herausgefiltert wird. Für den relevanten Bereich bis $\SI{30}{\kilo\hertz}$
 sind beide TIVs jedoch nahezu identisch.
 
-Das Verhalten der TIVs scheint somit eine gute Konsistenz auf zu weisen.
+Das Verhalten der TIVs scheint somit eine gute Konsistenz aufzuweisen.
 Es ist somit nicht notwendig, die Platinen nach der Anfertigung noch weiter
-ab zu stimmen.
+abzustimmen.
 
 \subsection{Einfluss der Kaskadenschaltung}
 
@@ -376,16 +435,20 @@ Einbringung einer Kapazität mit dem Rückkoppelpfad der zweiten Stufe
 von Vorteil ist. Diese Filterung könnte theoretisch Rauschen in der ersten
 Stufe abfangen.
 Hierfür wird eine $\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante
-modifiziert, und eine Kapazität parallel zu Widerstand R34 
-(siehe Abbildung \ref{fig:v11_tia_schematic}) eingebracht. Diese Kapazität ist
+modifiziert indem eine Kapazität parallel zu Widerstand R34 
+(siehe Abbildung \ref{fig:v11_tia_schematic}) eingebracht wird. Diese Kapazität ist
 so ausgelegt, dass sie die Verstärkung der zweiten Stufe ab ca. $\SI{60}{\kilo\hertz}$
 absenkt.
 
 \begin{figure}[h]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/midcap_bandwidth_effect.png}
-    \caption{\label{fig:v11_midcap_bandwidth}Einfluss eines Tiefpassfilters in
-    der zweiten Stufe des kaskadierten TIVs auf die Übertragungsfunktion.}
+    \caption[Einfluss eines Tiefpassfilters in
+        der zweiten Stufe des kaskadierten TIVs auf die Übertragungsfunktion]{
+        \label{fig:v11_midcap_bandwidth}Einfluss eines Tiefpassfilters in
+        der zweiten Stufe des kaskadierten TIVs auf die Übertragungsfunktion.
+        Zu erkennen ist die Verschärfung des Abfalls in der Bandbreite bei
+        genutztem Tiefpassfilter.}
 \end{figure}
 
 Abbildung \ref{fig:v11_midcap_bandwidth} zeigt die Ergebnisse der Messung
@@ -396,8 +459,12 @@ in der Version mit Tiefpassfilter. Dies ist generell von Vorteil.
 \begin{figure}[h]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/midcap_noise_influence.png}
-    \caption{\label{fig:v11_midcap_noise}Einfluss eines Tiefpassfilters in
-    der zweiten Stufe des kaskadierten TIVs auf das Rauschspektrum.}
+    \caption[Einfluss eines Tiefpassfilters in
+        der zweiten Stufe des kaskadierten TIVs auf das Rauschspektrum]{
+        \label{fig:v11_midcap_noise}Einfluss eines Tiefpassfilters in
+        der zweiten Stufe des kaskadierten TIVs auf das Rauschspektrum.
+        Zu erkennen ist die geänderte Verteilung des Rauschens bei Nutzen
+        des Filters.}
 \end{figure}
 
 Abbildung \ref{fig:v11_midcap_noise} zeigt die aufgenommenen Rauschspektren.
@@ -407,12 +474,12 @@ Frequenzen höher ist. Zwar weist die Version ohne Tiefpassfilter in den höhere
 Frequenzen stärkeres Rauschen auf, dieses wird jedoch von der nachfolgenden
 Filterstufe entfernt.
 
-Da die Bandbreite beider Versionen ausreichend ist, und die Variante
+Da die Bandbreite beider Versionen ausreichend ist und die Variante
 ohne Tiefpassfilter ein niedrigeres Rauschen aufwies, ist somit keine Filterung
 in der zweiten Stufe von Vorteil.
 
 \FloatBarrier
-\newpage
+
 \subsubsection{Verstärkungsverteilung}
 
 In diesem Kapitel soll nun untersucht werden, welche Verteilung
@@ -429,10 +496,15 @@ den gleichen Messsystemen wie in den vorherigen Messungen (siehe Kapitel
 \begin{figure}[h]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/CascadeSeries/bandwidths.png}
-    \caption{\label{fig:v11_cascade_bandwidths}Übertragungsfunktionen eines
+    \caption[Übertragungsfunktionen eines
         $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs mit varriierter Verstärkung der zweiten
-        Stufe der Kaskade.}
+        Stufe der Kaskade]{
+            \label{fig:v11_cascade_bandwidths}Übertragungsfunktionen eines
+        $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs mit varriierter Verstärkung der zweiten
+        Stufe der Kaskade. Erkennbar ist ein starker Einfluss auf die
+        Bandbreite.}
 \end{figure}
+\todo{Use ratio of amp}
 
 Abbildung \ref{fig:v11_cascade_bandwidths} zeigt die Übertragungsfunktionen
 der getesteten Varianten.
@@ -442,7 +514,7 @@ Grenzfrequenz der gesamten Schaltung nach oben verschiebt. Entsprechend
 Kapitel \ref{chap:opamp_aol_limit_explained} und 
 \ref{chap:opamp_cascade_explained} lässt dies darauf schließen,
 dass die Bandbreite der $\SI{47}{\mega\ohm}$ 
-durch die offene Verstärkung des OpAmps limitiert ist,
+durch die offene Verstärkung des OpAmps limitiert ist
 und nicht durch das GBWP oder die Rückkoppelwiderstände. Dies ist von Vorteil, da sich
 hierdurch die Bandbreite der Schaltung durch Umverteilung der Verstärkung beliebig einstellen
 lässt, ohne hierbei die Stabilität des Schaltkreises zu gefährden.
@@ -454,7 +526,9 @@ wichtig. Höhere Bandbreiten werden durch die Filterstufe entfernt.
 \begin{figure}[h]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/CascadeSeries/noises.png}
-    \caption{\label{fig:v11_cascade_noises}Rauschspektren eines
+    \caption[Rauschspektren eines
+    $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs mit varriierter Verstärkung der zweiten
+    Stufe der Kaskade]{\label{fig:v11_cascade_noises}Rauschspektren eines
         $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs mit varriierter Verstärkung der zweiten
         Stufe der Kaskade.}
 \end{figure}
@@ -476,9 +550,9 @@ werden, d.h. die zweite Stufe so klein wie möglich, um das Rauschen zu verminde
 
 \section{Fazit}
 
-Die zweite Revision korrigiert erfolgreich die Instabilität, welche in der ersten Revision
+Die Revision korrigiert erfolgreich die Instabilität, welche in der ursprünglichen Version
 festgestellt wurde.
-In den restlichen Parametern schneidet sie vergleichbar gut wie die erste Revision ab.
+In den restlichen Parametern schneidet sie vergleichbar gut wie die ursprüngliche Version ab.
 Zudem lässt sich durch die korrekte Einstellung der Verstärkungsverteilung der kaskadierten
 Stufe die Bandbreite des Schaltkreises arbiträr limitieren, was eine zusätzliche Rauschreduktion
 ermöglicht.

TeX/Kapitel/Vermessung.tex

@@ -1,11 +1,11 @@
 
-
+\cleardoublepage
 \chapter{Vermessung}
 \label{chap:measurements}
 
 In diesem Kapitel wird der erstellte Schaltkreis auf seine Funktionstüchtigkeit
 untersucht.
-Es wird beurteilt, ob die Schaltung die festgelegten Zielparameter erreichen kann,
+Es wird beurteilt, ob die Schaltung die festgelegten Zielparameter erreichen kann
 und welche Parameter einer Verbesserung bedürfen.
 
 Hierbei werden verschiedene Variationen des Schaltkreises vermessen, um
@@ -13,7 +13,7 @@ einige Systemparameter bestimmen zu können. Diese sind:
 
 \begin{itemize}
     \item Ein Schaltkreis ohne Abschirmungen und mit $4\cdot\SI{47}{\mega\ohm}$
-        Rückkoppelwiderständen, zur Bestätigung der Notwendigkeit der Abschirmungen
+        Rückkoppelwiderständen, zur Bestätigung der Notwendigkeit der Abschirmungen.
     \item Drei Schaltkreise mit jeweils $4\cdot\SI{47}{\mega\ohm}$,
         $4\cdot\SI{20}{\mega\ohm}$ sowie $4\cdot\SI{120}{\mega\ohm}$ Rückkoppelwiderständen,
         um den Einfluss der verschiedenen Widerstände charakterisieren zu können.
@@ -57,47 +57,67 @@ Eigenschaften des Schaltkreises,
 da Widerstände generell keine Nichtlinearitäten bei DC aufweisen.
 Es wird ein Strombereich von $\SI{\pm2.6}{\nano\ampere}$
 Eingangsstrom in Schritten von $\SI{0.1}{\nano\ampere}$ vermessen.
+Abbildung \ref{fig:measurement_v1_linearity} zeigt das Ergebnis der Vermessung,
+und Abbildung \ref{fig:measurement_v1_linearity_error} zeigt die Abweichung
+der Messung vom Sollwert.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[H]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/1G_47M_Linearity.png}
-    \caption{\label{fig:measurement_v1_linearity}
-        Messergebnisse der Linearitätsmessung.}
+    \caption[Messergebnisse der Linearitätsmessung]{\label{fig:measurement_v1_linearity}
+        Messergebnisse der Linearitätsmessung des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.
+        Es sind wie gewünscht keine merklichen Nichtlinearitäten zu erkennen.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:measurement_v1_linearity} zeigt das Ergebnis der Vermessung.
-Deutlich zu erkennen ist eine saubere, lineare Abhängigkeit der Ausgangsspannung
-vom Eingangsstrom ohne merkliche Abweichungen vom linearen Zusammenhang. Auch 
-der Verstärkungsfaktor von $\SI{1}{\giga\ohm}$ wird präzise erreicht. 
+\begin{figure}[H]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/1G_47M_Linearity_Error.png}
+    \caption[Abweichung der Linearität des TIVs]{
+        \label{fig:measurement_v1_linearity_error}
+        Abweichung des Messwerts des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs vom 
+        Erwartungswert. Zu sehen ist ein leichter Fehler der Verstärkung
+        von circa +0.5\%, ein Nullpunkt-Offset von $\SI{+5}{\milli\volt}$,
+        sowie die Grenzen des nutzbaren Bereichs des Verstärkers.
+    }
+\end{figure}
+
+\pagebreak
+
+Deutlich zu erkennen ist eine nutzbare lineare Abhängigkeit der Ausgangsspannung
+vom Eingangsstrom ohne starke Abweichungen vom linearen Zusammenhang.
+Es scheint ein leichter Fehler im Verstärkungsfaktor von 0.5\% vor zu liegen,
+und der Nullpunkt ist um circa $\SI{5}{\milli\volt}$ nach oben verschoben. 
+Beide dieser Fehler lassen sich durch eine lineare Kalibration entfernen, 
+der Schaltkreis besitzt somit ein nutzbares lineares Ausgangssignal.
 Lediglich an den Extremen des Messbereiches ab ca. $\SI{\pm2.4}{\nano\ampere}$ ist ein
 Einknicken der Ausgangsspannung zu erkennen. Dies lässt sich durch die Versorgungsspannung
 des Verstärkers erklären, welche bei ca. $\SI{\pm2.5}{\volt}$ liegt, wodurch die
 Ausgangsspannung begrenzt ist.
 
-In Zusammenfassung ist die Linearität des Schaltkreises mehr als Ausreichend, und
+In Zusammenfassung ist die Linearität des Schaltkreises mehr als ausreichend und
 für den gewünschten Eingangsstrom von $\SI{\pm1}{\nano\ampere}$ liegt ein komplett
-lineares Verhalten vor. 
+lineares Verhalten vor.
 
 \subsection{Bandbreite}
 \label{chap:v10_measurement_bandwidth} 
 
-In diesem Abschnitt wird die Bandbreite des Systems untersucht.
-Hierbei wird sowohl die Bandbreite der TIV-Stufe ohne Filterung,
-als auch die gesamte Bandbreite mit Filterung, vermessen.
+Nun wird die Übertratungsfunktion der TIVs betrachtet.
+Hierbei werden sowohl die Bandbreite der TIV-Stufe ohne Filterung,
+als auch die gesamte Bandbreite mit Filterung vermessen.
 
 Für einen Verstärker wie den TIV ist eine Übertragungsfunktion
 gewünscht, welche möglichst flach verläuft und erst ab einer 
 gewissen Grenzfrequenz dann möglichst steil abfällt.
 Der glatte Verlauf unterhalb der Grenzfrequenz erlaubt für eine
 verzerrungsfreie Übertragung eines Signals, während der steile 
-Abfall nach der Grenzfrequenz ungewünschte Signale heraus filtert.
+Abfall nach der Grenzfrequenz ungewünschte Signale herausfiltert.
 
 Die Übertragungsfunktionen werden mithilfe eines {\em Analog Discovery Pro 3} 
 Oszilloskop + Funktionsgenerator aufgenommen.
-Der Ausgang des Funktionsgenerators an eine Photodioden-Box angeschlossen,
+Der Ausgang des Funktionsgenerators wird an eine Photodiodenbox angeschlossen,
 welche die Ausgangsspannung des Generators auf einen Strom im Bereich von 
 0 bis $\SI{0.7}{\nano\ampere}$ umwandelt. Der Frequenzgang dieser Box ist hierbei 
-bis in die oberen $\SI{100}{\kilo\hertz}$ flach und konstant, und muss somit 
+bis in die oberen $\SI{100}{\kilo\hertz}$ flach und konstant und muss somit 
 nicht weiter beachtet werden. Der Ausgang der Photodioden-Box wird an den Eingang
 des TIVs angeschlossen. Der gefilterte und ungefilterte Ausgang des TIVs werden
 jeweils mit dem {\em Analog Discovery Pro 3} vermessen.
@@ -106,19 +126,20 @@ Durch Anlegen einer Sinus-Ausgangsspannung an die Dioden-Box und Vermessung
 der Amplitude und Phase des Sinus an den Ausgängen des TIVs kann berechnet werden,
 mit welcher Verstärkung bzw. Dämpfung die verschiedenen Frequenzen übertragen wurden.
 Hierbei werden Frequenzen im Bereich von $\SI{100}{\hertz}$ bis $\SI{500}{\kilo\hertz}$ 
-genutzt.
-
-\begin{figure}[ht]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth.png}
-    \caption{\label{fig:v10_bandwidth}Bandbreiten des TIV-Teils der aufgebauten Varianten
-        der ersten Platinenrevision, mit verschiedenen 
-        Rückkoppelwiderständen.}
-\end{figure}
-
-Abbildung \ref{fig:v10_bandwidth} zeigt die aufgenommenen Bandbreiten
+genutzt. Abbildung \ref{fig:v10_bandwidth} zeigt die aufgenommenen Bandbreiten
 des abgeschirmten Schaltkreises mit verschiedenen
 Rückkoppelwiderständen.
+
+\begin{figure}[H]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth.png}
+    \caption[Messung der TIV Übertragungsfunktionen]{
+        \label{fig:v10_bandwidth}Bandbreiten des TIV-Teils der aufgebauten Varianten
+        der ersten Platinenrevision mit variierten 
+        Rückkoppelwiderständen. Zu erkennen ist die Abhängigkeit der Bandbreite 
+        vom Widerstand.}
+\end{figure}
+
 Deutlich zu erkennen ist die Abhängigkeit der Bandbreite vom
 Rückkoppelwiderstand, wie in vorherigen Kapiteln dargelegt und berechnet wurde.
 Die tatsächliche Bandbreite ist hierbei wie erwartet geringer als die simulierten Werte
@@ -145,25 +166,30 @@ Die gemessenen
 Die Übertragungsfunktionen aller drei Platinen weisen akzeptables Verhalten
 auf, d.h. einen glatten Verlauf vor der Grenzfrequenz und einen 
 Abfall von ca. -20dB/Dekade. Lediglich die Grenzfrequenz des
-$\SI{120}{\mega\ohm}$ Schaltkreises ist relativ gering, und bietet somit
+$\SI{120}{\mega\ohm}$ Schaltkreises ist relativ gering und bietet somit
 wenig Spielraum für die nachfolgende Filterung.
 
-\begin{figure}[ht]
+Ebenfalls von Interesse ist die Übertragungsfunktion des gefilterten Ausgangs.
+Dieser wird mit der bereits genutzten Messung vermessen.
+Die Ergebnisse dieser Messung sind in Abbildung \ref{fig:v10_bandwidths_ch2} 
+dargestellt.
+
+\begin{figure}[htb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth_ch2.png}
-    \caption{\label{fig:v10_bandwidths_ch2}Übertragungsfunktionen des gefilterten Ausgangs
-        der Platinen bei variiertem Rückkoppelwiderstand.}
+    \caption[Übertragungsfunktionen des gefilterten Ausgangs
+    der Platinen bei variiertem Rückkoppelwiderstand]{
+        \label{fig:v10_bandwidths_ch2}Übertragungsfunktionen des gefilterten Ausgangs
+        der Platinen bei variiertem Rückkoppelwiderstand. Zu erkennen ist die Eckfrequenz
+        des Filters bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$}
 \end{figure}
 
-
-Abbildung \ref{fig:v10_bandwidths_ch2} zeigt die Messungen der gefilterten
-Ausgänge derselben Platinen.
 Die Auslegung der Filterstufe soll erst ab der Grenzfrequenz
 von $\SI{30}{\kilo\hertz}$ einen Abfall von -40dB/Dekate einbringen,
 wobei Frequenzen unterhalb der Grenzfrequenz nicht beeinflusst werden sollten.
-Diese Verhalten ist auch deutlich in der Messung zu erkennen. Die -3dB-Frequenzen
+Dieses Verhalten ist auch deutlich in der Messung zu erkennen. Die -3dB-Frequenzen
 der gefilterten Ausgänge sind in Tabelle \ref{table:v10_bandwidth_filters} aufgelistet.
-Wie bereits theorisiert ist die Bandbreite der $\SI{120}{\mega\ohm}$-Variante zu gering
+Wie bereits theorisiert, ist die Bandbreite der $\SI{120}{\mega\ohm}$-Variante zu gering
 für die vollen $\SI{30}{\kilo\hertz}$. Die anderen beiden Varianten besitzen
 genug Bandbreite.
 
@@ -174,46 +200,58 @@ genug Bandbreite.
         \hline
         Widerstand & -3dB Punk \\
         \hline
-        $\SI{20}{\mega\ohm}$ & $\SI{30.22057}{\kilo\hertz}$ \\
+        $\SI{20}{\mega\ohm}$ & $\SI{30.220}{\kilo\hertz}$ \\
         $\SI{47}{\mega\ohm}$ & $\SI{30.199}{\kilo\hertz}$ \\
         $\SI{120}{\mega\ohm}$ & $\SI{25.118}{\kilo\hertz}$ \\
         \hline
     \end{tabular}
 \end{table}
 
-
-\begin{figure}[htb]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth_filter_compare.png}
-    \caption{\label{fig:v10_bandwidth_filter_compare}Vergleich der Übertragungsfunktion
-        des gefilterten und ungefilterten Ausangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.}
-\end{figure}
-
 Abbildung \ref{fig:v10_bandwidth_filter_compare} zeigt zum Vergleich 
 die Bandbreiten des ungefilterten und gefilterten Ausgangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.
 Die Eckfrequenz des Filters sowie der -40dB/Dekade-Abfall ist deutlich zu erkennen.
 
+\begin{figure}[ht]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth_filter_compare.png}
+    \caption[Vergleich der Übertragungsfunktion
+        des gefilterten und ungefilterten Ausangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs]{
+        \label{fig:v10_bandwidth_filter_compare}Vergleich der Übertragungsfunktion
+        des gefilterten und ungefilterten Ausangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.
+        Die Filterung ist deutlich ab $\SI{30}{\kilo\hertz}$ zu erkennen, mit
+        einem wesentlich schnelleren Abfall des gefilterten Ausgangs.
+    }
+\end{figure}
+
 \FloatBarrier
-\newpage
 
 \subsubsection{Einfluss der Abschirmung}
 \label{chap:measurements_v10_shielding}
 
-In diesem Abschnitt wird der Einfluss der Abschirmung genauer untersucht.
+Ein relevantes Element des Schaltungsdesigns ist die Abschirmung, welche
+zum Ausgleich der parasitären Kapazitäten ausgelegt wurde.
+Der konkrete Effekt dieser Abschirmung wird nun betrachtet.
 Um diesen zu messen, werden die Abschirmungselektroden durch Änderung
 des Widerstandsteilers auf zu hohe/zu niedrige Spannungen 
 im Vergleich zum Sollwert gelegt.
 Hiernach werden die Übertragungsfunktionen vermessen und ausgewertet.
+Abbildung \ref{fig:v10_compensation_comparison} zeigt die Übertragungsfunktionen
+in Abhängigkeit zum Verstärkungsfaktor der Abschirmung zur Signalspannung.
 
-\begin{figure}[H]
+\FloatBarrier
+
+\begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/compensation.png}
-    \caption{\label{fig:v10_compensation_comparison}Übertragungsfunktionen
-        des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs bei variierten Abschirmungselektrodenspannungen}
+    \caption[Messung der Übertragungsfunktionen 
+        bei variierter Abschirmungsspannung]{
+            \label{fig:v10_compensation_comparison}Übertragungsfunktionen
+        des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs bei variierten Abschirmungselektrodenspannungen.
+        Zu erkennen ist die starke Änderung der Übertragungsfunktion bei
+        falsch angepasster Abschirmung.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v10_compensation_comparison} zeigt die Übertragungsfunktionen
-bei variierten Abschirmungs-Spannungen. Deutlich zu erkennen ist ein starker Einfluss
+Deutlich zu erkennen ist ein starker Einfluss
 der Abschirmung auf die Verstärkungen selbst bei kleineren Frequenzen ab $\SI{500}{\hertz}$,
 wobei die Abschirmung den Frequenzgang sowohl anheben als auch absenken kann.
 So kann z.B. bei weiterer Anhebung des Frequenzganges
@@ -222,102 +260,116 @@ gewünscht.
 
 Die flachste, und somit am besten geeignetste, Übertragungsfunktion ergibt
 sich mit einer leicht zu hohen Filterspannung, zwischen x1 und x1.1.
-Dies lässt sich leicht mit der E24-Serie von Widerständen erreichen, und benötigt
+Dies lässt sich leicht mit der E24-Serie von Widerständen erreichen und benötigt
 somit keine teureren Widerstände zur Einstellung der Abschirmung.
 
 Hieraus kann geschlossen werden, dass die Abschirmungen einen merklichen und wichtigen Einfluss auf
 die Stabilität des Frequenzganges haben. Die korrekte Abstimmung der Abschirmung ist somit 
 notwendig für die Funktionalität des TIVs.
 
-\FloatBarrier
+\clearpage
 
 \subsubsection{Messung ohne Abschirmung}
 
-In diesem Kapitel soll die Übertragungsfunktion der Variante
-ohne Abschirmung vermessen werden.
+Um zu bestätigen dass die Abschirmung notwendig ist, wird
+eine PCB-Variante ohne jegliche Abschirmungen angefertigt,
+und dessen Übertragungsfunktion sollte vermessen werden.
 Dies war jedoch nicht möglich, da die Platine keinen stabilen Ausgang
 besaß. Der Ausgangspegel des TIVs ohne Abschirmung der Rückkoppelwiderstände
 bildet eine Rechteckwelle aus, 
 welche zwischen dem maximalen und minimalen Pegel wechselt. Somit
 ist keine Bandbreitenmessung möglich, da die Eingangs-Sinus-Welle
-nie korrekt übertragen wird.
+nie korrekt übertragen wird. Die Messung dieses instabilen 
+Ausgangssignals ist in Abbildung \ref{fig:v10_unshielded_waveform} 
+dargestellt.
 
-\begin{figure}[H]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/unshielded_47M.png}
-    \caption{\label{fig:v10_unshielded_waveform}
-        Ausgangsspannung des TIV-Schaltkreises ohne Abschirmung.}
+    \caption[Ausgangsspannung des TIV-Schaltkreises ohne Abschirmung]{\label{fig:v10_unshielded_waveform}
+        Ausgangsspannung des TIV-Schaltkreises ohne Abschirmung.
+        Deutlich zu erkennen ist die starke Oszillation der Ausgangsspannung,
+        welche bis an die Spannungsgrenzen des Ausgangs geht.}
 \end{figure}
 
-Abbilding \ref{fig:v10_unshielded_waveform} zeigt die bereits 
-genannte Ausgangs-Wellenform. Deutlich zu erkennen ist die oszilliernde Natur
-der Spannung. Die Wellenform ist zu erklären durch den Einfluss parasitärer
-Erdungskapazitäten auf die hochohmigen Potentiale der Rückkoppelwiderstände.
-Dies wurde bereits in Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations} theorisiert, und
+Die oszilliernde Natur
+der Spannung ist deutlich zu erkennen. Die Wellenform ist durch den Einfluss parasitärer
+Erdungskapazitäten auf die hochohmigen Potentiale der Rückkoppelwiderstände zu erklären.
+Dies wurde bereits in Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations} theorisiert und
 die Messungen in \ref{chap:measurements_v10_shielding} wiesen auch auf eine Instabilität
 bei zu kleiner Abschirmung hin.
-Die Instabilität bei keiner Abschirmung ist somit erwartet, und weißt zusätzlich darauf hin
+Die Instabilität bei keiner Abschirmung ist somit erwartet und weißt zusätzlich darauf hin,
 dass die bestehende Abschirmungsgeometrie ausreichend ist um diese Instabilität zu vermeiden.
+Eine Operation gänzlich ohne Abschirmungselektroden ist nicht möglich.
 
-\FloatBarrier
-\newpage
+\clearpage
 
 \subsection{Rauschen}
 \label{chap:v10_measurement_noise}
 
-In diesem Abschnitt wird das Rauschen des Schaltkreises genauer untersucht.
-Das Rauschverhalten ist relevant für die Signalqualität, und somit für die
-Detektionsgrenzen, welche erreicht werden können. Generell sind niedrigere 
+Das Rauschverhalten ist relevant für die Signalqualität und somit für die
+Detektionsgrenzen, welche erreicht werden können. Aus diesem Grund wird dieses
+nun genauer vermessen.
+Generell sind niedrigere 
 Rauschwerte besser, wobei auch die Verteilung der Rauschenergie relevant ist,
 d.h. ob es gewisse Frequenzen mit Spitzen oder Frequenbereiche mit erhöhtem 
 oder niedrigerem Rauschen gibt.
 
-Um das Rauschen der Platinen auf zu nehmen, wird der Eingang des TIVs
+Um das Rauschen der Platinen aufzunehmen, wird der Eingang des TIVs
 mit einer Abschirmkappe abgedeckt. Zusätzlich wird der Aufbau in ein Metallgehäuse
 eingebaut, um äußere Störsignale zu verringern.
 Es wird für jede Platine das FFT-Spektrum von 
 $\SI{500}{\hertz}$ bis $\SI{1}{\mega\hertz}$ aufgenommen, wobei jeweils 1000 Spektren
-summiert und der Durchschnitt berechnet wird, um die durchschnittliche Verteilung
-des Rauschens zu berechnen.
+genutzt werden, um die durchschnittliche Verteilung
+des Rauschens zu berechnen. Die aufgenommenen Spektren sind in 
+Abbildung \ref{fig:v10_noises_ch1} dargestellt.
 
-\begin{figure}[H]
+\begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/noises.png}
-    \caption{\label{fig:v10_noises_ch1}Durchschnittliches Rauschspektrum
+    \caption[Durchschnittliches Rauschspektrum
         des ungefilterten Ausgangs
-        der drei Platinen.}
+        der drei Platinen]{\label{fig:v10_noises_ch1}Durchschnittliches Rauschspektrum
+        des ungefilterten Ausgangs
+        der drei Platinen bei abgeschirmtem, offenem Eingang.
+        Die gleichmäßige Verteilung des Rauschens ist sichtbar.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v10_noises_ch1} zeigt die Rausch-Spektren der drei Platinen.
 Deutlich zu erkennen ist die Abhängigkeit des Rauschens von der Widerstands-Größe,
 welches der Vorhersage aus Kapitel \ref{chap:r_noise} entspricht.
 Das Rauschen ist bei allen drei Platinen relativ gleichmäßig 
 verteilt, mit einer flachen Spitze bei ca. $\SI{30}{\kilo\hertz}$.
-Es sind keine Frequenz-Spitzen zu erkennen, und keine Resonanzen.
+Es sind keine Frequenz-Spitzen und keine Resonanzen zu erkennen.
 
 Zusätzlich wird das Verhalten der Filter-Stufe auf das Rauschen
-betrachtet. Es wird mithilfe des selben Messaufbaus das Rauschen 
-des gefilterten Ausgangs aufgenommen und aufgezeichnet.
+betrachtet. Mithilfe des selben Messaufbaus wird das Rauschen 
+des gefilterten Ausgangs aufgenommen und aufgezeichnet. Abbildung 
+\ref{fig:v10_noises_ch2} zeigt die aufgenommenen Spektren.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[htb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/noises_ch2.png}
-    \caption{\label{fig:v10_noises_ch2}Durchschnittliches Rauschspektrum
+    \caption[Durchschnittliches Rauschspektrum
+    des gefilterten Ausgangs
+    der drei Platinen]{\label{fig:v10_noises_ch2}Durchschnittliches Rauschspektrum
         des gefilterten Ausgangs
-        der drei Platinen.}
+        der drei Platinen.
+        Erkennbar ist die Wirkung des Ausgangsfilters ab $\SI{30}{\kilo\hertz}$,
+        welche das Rauschen stark verringert.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v10_noises_ch2} zeigt die Rauschspektren der gefilterten Ausgänge.
+\FloatBarrier
+
 Deutlich zu erkennen ist eine starke Reduktion des Rauschens ab der $\SI{30}{\kilo\hertz}$ 
 Grenzfrequenz des Filters, welches das gewünschte Verhalten ist. Der Filter reduziert 
 somit effektiv das Rauschen des TIV Ausgangs.
 
 Es wird zudem das RMS-Level des Rauschens sowohl vor als auch nach der 
 Filterung gemessen, und ist in Tabelle \ref{table:v10_noise_table} aufgelistet.
-Deutlich zu erkennen ist das niedrigere Rauschniveau der Varianten mit größeren
-Widerständen, sowie die effektivität der Filterung des Ausganges.
+Das niedrigere Rauschniveau der Varianten mit größeren
+Widerständen, sowie die Effektivität der Filterung des Ausganges, sind deutlich zu erkennen.
 
-\begin{table}[H]
+\begin{table}[hb]
     \centering
     \caption{\label{table:v10_noise_table}AC-RMS-Spannungen des Rauschens der Platinen}
     \begin{tabular}{ |r|r|r|r| }
@@ -343,26 +395,34 @@ einem niedrigen Rauschlevel.
 \subsection{Stabilität am IMS}
 \label{chap:v10_instability}
 
-In diesem Abschnitt soll auf das Verhalten des Schaltkreises bei 
-angeschlossenem IMS eingegangen werden. Die Präsenz des restlichen
-Systems kann Einflüsse auf das Rauschniveau der Umgebung haben, 
-der Eingang des TIVs wird kapazitiv beeinflusst, etc.
+Bisher wurde der erstellte TIV lediglich unter
+Laborbedingungen getestet. Um korrekt beurteilen zu
+können ob der TIV für den realen Einsatz geeignet ist,
+muss zudem das Verhalten innerhalb eines realen Systems
+betrachtet werden. So können Teile eines IMS
+einen negativen Einfluss auf die Stabilität oder das 
+Rauschen des TIVs haben. Diese Einflüsse sollen
+nun genauer betrachtet werden.
 
-Beim Verbinden des bestehenden TIVs an eine IMS-Röhre mit Faraday-Elektrode
-entsteht eine Störung: Der Ausgang des TIVs wird instabil, wobei eine
+Als erstes wird eine Rauschmessung mit angeschlossener 
+Faraday-Elektrode, dem Detektor-Teil einer IMS-Röhre, angestrebt.
+Dies ist jedoch nicht möglich, da beim Anschluss der Elektrode
+eine Störung auftritt: Der Ausgang des TIVs wird instabil, wobei eine
 Rechteckwelle mit variabler Frequenz anstelle eines gefilterten und gleichmäßigen
 Signals ausgegeben wird.
+Abbildung \ref{fig:measurement_v10_ims_instability} zeigt die Ausgangsspannung bei
+angeschlossener IMS-Röhre auf.
 
-\begin{figure}[htb]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.0-a1/Instability.png}
-    \caption{\label{fig:measurement_v10_ims_instability}Ausgangsspannung des
+    \caption[Ausgangsspannung des
+        TIVs bei angeschlossener IMS-Röhre]{
+        \label{fig:measurement_v10_ims_instability}Ausgangsspannung des
         TIVs bei angeschlossener IMS-Röhre, mit deutlich zu erkennender
         Instabilität der Messung.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:measurement_v10_ims_instability} zeigt die Ausgangsspannung bei
-angeschlossener IMS-Röhre auf.
 Zu erwarten ist eine stabile, statische Ausgangsspannung, da keine Ionen auf die Röhre 
 gegeben werden. Die gemessene Ausgangsspannung jedoch zeigt ein stark variables,
 schwingendes Signal, welches bis an die Ausgangsspannungen schwingt.
@@ -385,11 +445,12 @@ Der instabile und schwingende Ausgang erlaubt keine Messung der feinen
 Ionenströme, wodurch dieser Schaltkreis für eben solche Messungen
 nicht geeignet ist.
 
+\clearpage
 \section{Diskussion der Messergebnisse}
 
 In diesem Kapitel werden die aufgenommenen Messwerte diskutiert.
 Es wird geprüft, ob die erstellte Schaltung die Anforderungen aus 
-Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} erfüllt, und es werden mögliche
+Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} erfüllt und es werden mögliche
 Gründe für Abweichungen und unerwartete Werte etabliert.
 
 Die erstellte Platine erfüllt in fast allen Varianten die 
@@ -400,7 +461,7 @@ Sowohl $\SI{47}{\mega\ohm}$ und $\SI{20}{\mega\ohm}$ besitzen
 ausreichend Bandbreite.
 
 Die in Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations} theorisierten Abschirmungen
-ist als notwendig und angemessen ausgelegt identifiziert. Die Platinen
+sind als notwendig und angemessen ausgelegt identifiziert. Die Platinen
 ohne Abschirmungen weisen eine starke Instabilität auf, während Platinen
 mit korrekt eingestellter Abschirmung einen glatten Frequenzgang bis hin
 zu ihrer Grenzfrequenz aufweisen.

TeX/Literaturverzeichnis.bib

@@ -71,7 +71,7 @@
 	author = {{Analog Devices}},
 	title = {{Filter Design Tool}},
 	year = {2024},
-	month = july,
+	month = July,
 	note = {[Online; accessed 05. July 2024]},
 	url = {https://tools.analog.com/en/filterwizard/}
 }

TeX/config/hyphenation.tex

@@ -6,4 +6,5 @@
 \hyphenation{STMCubeIDE}
 \hyphenation{Span-nungs-rau-schen}
 \hyphenation{Komponenten-reihen}
-\hyphenation{GBWP}
+\hyphenation{GBWP}
+\hyphenation{Photo-dioden-box}