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-42417.6693008045,0.9039109669471659,1.009733481253312
-46188.78114026435,0.9042715871033818,1.026112848992664
-50295.16091735802,0.9204492361737835,1.061339840043801
-54766.61538266474,0.9532352606112943,1.115872385395375
-59635.60123410552,0.9876451449488154,1.176007482608929
-64937.46070857163,1.036164921120545,1.253792082253891
-70710.67811865476,1.093006746296103,1.344997813995154
-76997.15919658696,1.156035441015558,1.446260656378431
-83842.53527304941,1.238727568922529,1.571148122930688
-91296.49449877541,1.330376667048008,1.70928021745514
-99413.14251316742,1.421714963538579,1.850131793062864
-108251.3951778937,1.541736442499503,2.020795377461334
-117875.4062261777,1.633439738550361,2.160119180517148
-128355.0329319346,1.747248581361917,2.311180413577901
-139766.3431788814,1.859029854111401,2.438724679584794
-152192.1676102557,1.952900823017956,2.510065391890875
-165722.7008669993,2.03606881194575,2.504853779788736
-180456.1562785853,2.084529844577376,2.358974351257724
-196499.4787586509,2.113493797422283,2.032737554539585
-213969.121080097,2.054476376440828,1.392739167372135
-232991.8891643553,1.879955891405447,0.345353071269856
-253705.8625204811,1.594017428203762,-1.15080035104977
-276261.3965152074,1.209879682299463,-3.093937859335496
-300822.2137490871,0.6139703868276714,-5.565158782399767
-327566.5924606298,-0.1415080380451158,-8.470851907860732
-356688.6605846405,-1.070953640843908,-11.76457296551296
-388399.8048578667,-2.149744034580703,-15.38580589288573
-422930.2052001509,-3.382391680856555,-19.29318660261147
-460530.5055086171,-4.747706442617753,-23.41254684543469
-501473.6329925933,-6.120872777342269,-27.58446881880148
-546056.7792551683,-7.532339535513937,-31.80221286773898
-594603.5575013605,-9.178976907108957,-36.23643273360361
-647466.3515312955,-10.65729586499282,-40.4052137953073
-705028.8735689037,-12.39949586580797,-44.71413674158404
-767708.949492507,-14.05527701083011,-48.63301602794343
-835961.5516842912,-15.97948057179127,-52.60946167331618
-910282.1015130405,-17.72666143536904,-55.59280561724363
-991210.0654216822,-19.48813670601904,-58.79707425647847
-1079332.870722362,-21.42497374222232,-61.21466917111044
-1175290.169522419,-23.33082578507574,-64.01639792750623
-1279778.481731564,-25.03409347672358,-66.39051775220496
-1393556.250852234,-27.21689109039605,-68.48540120325576
-1517449.349251264,-29.4902182750603,-70.64459051741795
-1652357.07287373,-31.35540453829936,-72.8948941060642
-1799258.668912415,-33.06501934709233,-74.1484224713403
-1959220.443814972,-35.06409580305128,-75.31271849220008
-2133403.503223242,-37.52007345122611,-76.87337824638931
-2323072.180026229,-39.57652883377855,-77.61622039348799
-2529603.21170294,-41.79045486889298,-76.85918590500367
-2754495.733570181,-42.77679125971041,-77.02928404745245
-2999382.160472731,-44.89601404830941,-76.76898690633321
-3266040.035902224,-47.61576655697296,-75.75591110983486
-3556404.934553247,-47.68394890559215,-75.8771527593628
-3872584.511971773,-51.40425962145641,-72.42146535868946
-4216873.803277285,-53.68893462286454,-71.29204490595707
-4591771.8820066,-53.94050674094446,-69.53083729547706
-5000000,-55.44384663189778,-69.0736153495462

Images/Datavis/generate_plot.py

@@ -194,9 +194,6 @@ def decorate_ax(ax, plot_config):
             row.mode= "expand"
             row.align="right"
 
-    if('legend_title' in plot_config):
-        legend.set_title(plot_config['legend_title']);
-
     ax.grid(True);
 
 def plot_single_graph(fig, plot_config, plot_data):
@@ -210,7 +207,7 @@ def plot_single_graph(fig, plot_config, plot_data):
     x_data = plot_data[x_key];
     y_data = plot_data[y_key];
 
-    ax.plot(x_data, y_data, linewidth=plot_config.get('linewidth'));
+    ax.plot(x_data, y_data);
 
     if(not 'xformatter' in plot_config):
         plot_config['xformatter'] = 'engineering';
@@ -234,19 +231,16 @@ def plot_lt_sweep(fig, plot_config, plot_data):
     if(y_key == None):
         raise RuntimeError("No Y-Data Key (`y_key`) specified for plot!")
 
-    num_steps = len(plot_data['steps'])
-    
-    for idx, step in enumerate(plot_data['steps']):
-        plot_params = dict()
-        plot_params['label'] = step['step']
 
-        if(plot_config.get('colourmap', 'coolwarm') == 'coolwarm'):
-            cmap = plt.cm.coolwarm
-            plot_params['color'] = cmap(idx/(num_steps-1))
-        
-        plot_params['linewidth'] = plot_config.get('linewidth');
+    if(plot_config.get('colourmap', 'coolwarm') == 'coolwarm'):
+        num_steps = len(plot_data['steps'])
+        cmap = plt.cm.coolwarm
 
-        ax.plot(step[x_key], step[y_key], **plot_params)
+        for idx, step in enumerate(plot_data['steps']):
+            ax.plot(step[x_key], step[y_key], color=cmap(idx/(num_steps-1)), label=step['step']);
+    else:
+        for idx, step in enumerate(plot_data['steps']):
+            ax.plot(step[x_key], step[y_key], label=step['step']);
 
     if(not 'xformatter' in plot_config):
         plot_config['xformatter'] = 'engineering';
@@ -265,55 +259,16 @@ def perform_bandwidth_normalization(plot_data, plot_config):
 
     for step in plot_data['steps']:
         y_data = step[plot_config['y_key']]
-
-        y_adjust = y_data[0] - plot_config.get('bandwidth_zero', 0)
-
         new_y_data = []
 
         for datapoint in y_data:
-            new_y_data.append(datapoint - y_adjust)
+            new_y_data.append(datapoint - y_data[0])
 
         step[plot_config['y_key']] = new_y_data
 
-def perform_peak_normalization(plot_data, plot_config):
-    print("Normalizing peak height to 1")
-
-    for step in plot_data['steps']:
-        y_data = step[plot_config['y_key']]
-        new_y_data = []
-
-        y_max = max(y_data)
-        y_min = min(y_data)
-
-        scaling_factor = 0.1 + 0.9*(y_max if (y_max > (-y_min)) else y_min)
-
-        for datapoint in y_data:
-            new_y_data.append(datapoint / scaling_factor)
-
-        step[plot_config['y_key']] = new_y_data
-
-def perform_offset_removal(plot_data, plot_config):
-    print("Removing offset")
-
-    for step in plot_data['steps']:
-        y_data = step[plot_config['y_key']]
-        new_y_data = []
-
-        offset_value = np.percentile(y_data, 30) * 0.8
-
-        for datapoint in y_data:
-            new_y_data.append(datapoint - offset_value)
-
-        step[plot_config['y_key']] = new_y_data
-
-
 def perform_processing_step(data_process_step, plot_data, plot_config):
     if(data_process_step == 'normalize_bandwidth'):
         perform_bandwidth_normalization(plot_data, plot_config)
-    if(data_process_step == 'remove_offset'):
-        perform_offset_removal(plot_data, plot_config)
-    if(data_process_step == 'normalize_peak'):
-        perform_peak_normalization(plot_data, plot_config)
 
 def generate_plot(plot_config):
     global YAML_DIR;
@@ -335,7 +290,7 @@ def generate_plot(plot_config):
     for data_process_step in plot_config.get('data_processing_steps', []):
         perform_processing_step(data_process_step, plot_data, plot_config)
 
-    fig = plt.figure(figsize=(10, 3.5));
+    fig = plt.figure(figsize=(6.5, 4));
 
     if(plot_config['type'] == 'lt_sweep'):
         plot_lt_sweep(fig, plot_config, plot_data);

Images/Datavis/plots.yml

@@ -7,121 +7,6 @@ defaults:
     Cin: $C_{in}$
 
 plots:
-  - loadtype: simplecsv
-    load: example_spectrum.csv
-    type: single
-
-    load_values: ["time", "example_voltage"]
-
-    x_key: time
-    y_key: example_voltage
-
-    xscale: linear
-    yscale: linear
-
-    xmin: 0.010
-    xmax: 0.0115
-    ymax: 1
-    xplaces: 1
-
-    xlabel: Zeit (s)
-    ylabel: TIV-Spannung (V)
-
-    ofile: example_peak.png
-  - loadtype: simplecsv
-    load: example_spectrum.csv
-    type: single
-
-    load_values: ["time", "example_voltage"]
-
-    x_key: time
-    y_key: example_voltage
-
-    xscale: linear
-    yscale: linear
-
-    xmin: 0.004
-    xmax: 0.0145
-
-    xlabel: Zeit (s)
-    ylabel: TIV-Spannung (V)
-
-    ofile: example_spectrum.png
-  - loadtype: multicsv
-    load:
-      GemiTIV:  IMS Measurements/Spectrum_7.csv
-      HighTIME: IMS Measurements/Spectrum_23.csv
-
-    load_values: ["time", "voltage"]
-
-    type: lt_sweep
-
-    data_processing_steps:
-      - normalize_peak
-      - remove_offset
-      - normalize_peak
-
-    y_key: voltage
-    x_key: time
-
-    xscale: linear
-
-    xlabel: Zeit (s)
-    ylabel: Normalisierter Messwert (a.u.)
-    legend_title: TIV
-
-    linewidth: 1
-
-    ofile: IMS Measurements/averaged_compare.png
-  - loadtype: multicsv
-    load:
-      GemiTIV:  IMS Measurements/Spectrum_59.csv
-      HighTIME: IMS Measurements/Spectrum_37.csv
-
-    load_values: ["time", "voltage"]
-
-    type: lt_sweep
-
-    data_processing_steps:
-      - normalize_peak
-      - remove_offset
-      - normalize_peak
-
-    y_key: voltage
-    x_key: time
-
-    xscale: linear
-
-    xlabel: Zeit (s)
-    ylabel: Normalisierter Messwert (a.u.)
-    legend_title: TIV
-
-    linewidth: 0.8
-
-    ofile: IMS Measurements/raw_compare.png
-  - load: Parasitics/SingleStage_noise_example.txt
-    loadtype: ltspice
-    type: single
-
-    xlabel: Frequenz (Hz)
-    ylabel: Rauschlevel ($V/\sqrt{Hz}$)
-
-    xformatter: engineering
-    xplaces: 0
-
-    xmin: 10
-    xmax: 1000000
-    ymax: 0.00000000000008
-
-    yformatter: engineering
-    yplaces: 1
-
-    x_key: frequency
-    y_key: V(onoise)/{Rf}
-
-    xscale: log
-
-    ofile: Parasitics/SingleStage_noise_example.png
   - load: 
       47M N.1: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/linearity_1.csv
       47M N.2: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/linearity_2.csv
@@ -143,7 +28,6 @@ plots:
 
     xlabel: Eingangsstrom (nA)
     ylabel: Ausgansspannungsfehler (V)
-    legend_title: TIV
 
     ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/linearity_error.png
   - load: 
@@ -162,7 +46,6 @@ plots:
 
     xlabel: Eingangsstrom (nA)
     ylabel: Ausgangsspannung (V)
-    legend_title: TIV
 
     ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/linearity.png
   - loadtype: multicsv
@@ -174,7 +57,6 @@ plots:
       x50: V1_Measurements/V1.1-a1/CascadeSeries/noise_47M_x50.csv
 
     ylabel: Rauschlevel ($V/\sqrt{Hz}$)
-    legend_title: U2A-Verstärkung
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Trace 1 (VHz)"]
 
@@ -191,51 +73,6 @@ plots:
     yplaces: 2
 
     ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/CascadeSeries/noises.png
-  - loadtype: multicsv
-    load:
-      Ungefiltert: V1_Measurements/V1.1-a1/2M4/noise.csv
-      Gefiltert: V1_Measurements/V1.1-a1/2M4/noise_filt.csv
-
-    ylabel: Rauschlevel ($V/\sqrt{Hz}$)
-    legend_title: Ausgang
-
-    load_values: ["Frequency (Hz)","Trace 1 (VHz)"]
-
-    type: lt_sweep
-    x_key: Frequency (Hz)
-    y_key: "Trace 1 (VHz)"
-    yformatter: engineering
-    yplaces: 1
-
-    xmin: 2000
-    xmax: 5000000
-    ymin: 0
-    ymax: 0.00003
-
-    ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/2M4/noises.png
-  - loadtype: multicsv
-    load:
-      Ungefiltert: V1_Measurements/V1.1-a1/2M4/bandwith.csv
-      Gefiltert:   V1_Measurements/V1.1-a1/2M4/bandwith_filt.csv
-
-    data_processing_steps:
-      - normalize_bandwidth
-    bandwidth_zero: 160
-
-    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
-    legend_title: Ausgang
-
-    load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 1 Magnitude (dB)"]
-
-    type: lt_sweep
-    x_key: Frequency (Hz)
-    y_key: "Channel 1 Magnitude (dB)"
-    
-    xmin: 10000
-    xmax: 5000000
-    ymin: 120
-
-    ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/2M4/bandwidths.png
   - loadtype: multicsv
     load:
       x2: V1_Measurements/V1.1-a1/CascadeSeries/bandwidth_47M_x2.csv
@@ -247,10 +84,8 @@ plots:
 
     data_processing_steps:
       - normalize_bandwidth
-    bandwidth_zero: 180
 
-    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
-    legend_title: U2A-Verstärkung
+    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 1 Magnitude (dB)"]
 
@@ -260,21 +95,18 @@ plots:
     
     xmin: 100
     xmax: 1000000
-    ymin: 120
+    ymin: -25
 
     ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/CascadeSeries/bandwidths.png
   - loadtype: multicsv
     load:
-      0pF: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/bandwidth_4K7_nocap.csv
-      33pF: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/bandwidth_4K7_33pf.csv
+      47M 0pF: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/bandwidth_4K7_nocap.csv
+      47M 33pF: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/bandwidth_4K7_33pf.csv
 
     data_processing_steps:
       - normalize_bandwidth
 
-    bandwidth_zero: 180
-    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
-
-    legend_title: U2A-Filterkapazität
+    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 1 Magnitude (dB)"]
 
@@ -285,21 +117,19 @@ plots:
     
     xmin: 100
     xmax: 1000000
-    ymin: 120
+    ymin: -25
 
     ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/midcap_bandwidth_effect.png
 
   - loadtype: multicsv
     load:
-      47M N.1: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/bandwidth.csv
-      47M N.2: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/bandwidth_4K7_33pf.csv
+      47M Orig.: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/bandwidth.csv
+      47M Kopie: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/bandwidth_4K7_33pf.csv
 
     data_processing_steps:
       - normalize_bandwidth
-    legend_title: TIV
 
-    bandwidth_zero: 180
-    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
+    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 1 Magnitude (dB)"]
 
@@ -310,22 +140,20 @@ plots:
     
     xmin: 100
     xmax: 1000000
-    ymin: 120
+    ymin: -25
 
     ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/bandwidth_consistency.png
 
   - loadtype: multicsv
     load:
-      47M V.1: V1_Measurements/bandwidth_47M.csv
-      47M V.2: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/bandwidth.csv
+      47M Rev. 1: V1_Measurements/bandwidth_47M.csv
+      47M Rev. 2: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/bandwidth.csv
 
-    legend_title: TIV
- 
+    
     data_processing_steps:
       - normalize_bandwidth
 
-    bandwidth_zero: 180
-    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
+    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 1 Magnitude (dB)"]
 
@@ -336,16 +164,14 @@ plots:
     
     xmin: 100
     xmax: 1000000
-    ymin: 120
+    ymin: -25
 
     ofile: V1_Measurements/revision_compare_bandwidth.png
 
   - loadtype: multicsv
     load:
-      47M V.2: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/linearity_1.csv
-      47M V.1: V1_Measurements/1G_47M_Linearity.csv
-
-    legend_title: TIV
+      47M Rev. 2: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/linearity_1.csv
+      47M Rev. 1: V1_Measurements/1G_47M_Linearity.csv
 
     load_values: ["Setpoint", "Measurement", "Error"]
 
@@ -368,11 +194,10 @@ plots:
 
   - loadtype: multicsv
     load:
-      47M V.1: V1_Measurements/noise_47M.csv
-      47M V.2: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/noise_4K7_nocap.csv
+      47M Rev. 1: V1_Measurements/noise_47M.csv
+      47M Rev. 2: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/noise_4K7_nocap.csv
 
     ylabel: Rauschlevel ($V/\sqrt{Hz}$)
-    legend_title: TIV
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Trace 1 (VHz)"]
 
@@ -384,46 +209,20 @@ plots:
     xmin: 500
     # xmax: 1000000
     ymin: 0
-    ymax: 0.000025
+    ymax: 0.00004
 
     yformatter: engineering
     yplaces: 2
 
     ofile: V1_Measurements/revision_compare_noise.png
-  - load: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/noise.csv
-    loadtype: simplecsv
-
-    ylabel: Rauschlevel ($V/\sqrt{Hz}$)
-
-    load_values: ["Frequency (Hz)","Trace 1 (VHz)"]
-
-    type: single
-    xscale: log
-
-    colourmap: default
-    
-    x_key: Frequency (Hz)
-    y_key: "Trace 1 (VHz)"
-    
-    xmin: 500
-    xmax: 1000000
-    ymin: 0
-    ymax: 0.00003
-
-    yformatter: engineering
-    yplaces: 2
-
-    ofile: V1_Measurements/with_ims_noise.png
-
   - loadtype: multicsv
     load:
       20M: V1_Measurements/V1.1-a1/20M/noise.csv
-      47M: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/noise_4K7_nocap.csv
+      47M: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/noise.csv
       82M: V1_Measurements/V1.1-a1/82M/noise.csv
       120M: V1_Measurements/V1.1-a1/120M/noise.csv
 
     ylabel: Rauschlevel ($V/\sqrt{Hz}$)
-    legend_title: $R_f$
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Trace 1 (VHz)"]
 
@@ -438,16 +237,15 @@ plots:
     ymax: 0.0001
 
     yformatter: engineering
-    yplaces: 0
+    yplaces: 2
 
     ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/noises.png
   - loadtype: multicsv
     load:
-      33pF: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/noise.csv
-      0pF: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/noise_4K7_nocap.csv
+      47M 33pF: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/noise.csv
+      47M 0pF: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/noise_4K7_nocap.csv
 
     ylabel: Rauschlevel ($V/\sqrt{Hz}$)
-    legend_title: U2B-Filterkapazität
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Trace 1 (VHz)"]
 
@@ -473,7 +271,6 @@ plots:
       120M: V1_Measurements/V1.1-a1/120M/noise.csv
 
     ylabel: Rauschlevel ($V/\sqrt{Hz}$)
-    legend_title: $R_f$
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Trace 2 (VHz)"]
 
@@ -488,7 +285,7 @@ plots:
     ymax: 0.0001
 
     yformatter: engineering
-    yplaces: 0
+    yplaces: 2
 
     ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/noises_ch2.png
   - loadtype: multicsv
@@ -497,13 +294,12 @@ plots:
       47M: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/bandwidth.csv
       82M: V1_Measurements/V1.1-a1/82M/bandwidth.csv
       120M: V1_Measurements/V1.1-a1/120M/bandwidth.csv
-    legend_title: $R_f$
+
     
     data_processing_steps:
       - normalize_bandwidth
 
-    bandwidth_zero: 180
-    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
+    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 1 Magnitude (dB)"]
 
@@ -514,42 +310,16 @@ plots:
     
     xmin: 100
     xmax: 1000000
-    ymin: 120
+    ymin: -25
 
     ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/bandwidths.png
-  - loadtype: multicsv
-    load:
-      20M: V1_Measurements/V1.1-a1/20M/bandwidth.csv
-      47M: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/bandwidth.csv
-      82M: V1_Measurements/V1.1-a1/82M/bandwidth.csv
-      120M: V1_Measurements/V1.1-a1/120M/bandwidth.csv
-    legend_title: $R_f$
-    
-    data_processing_steps:
-      - normalize_bandwidth
 
-    bandwidth_zero: 180
-    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
-
-    load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 2 Magnitude (dB)"]
-
-    type: lt_sweep
-    colourmap: default
-    x_key: Frequency (Hz)
-    y_key: "Channel 2 Magnitude (dB)"
-    
-    xmin: 100
-    xmax: 1000000
-    ymin: 120
-
-    ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/bandwidths_ch2.png
   - loadtype: multicsv
     load:
       "20M": V1_Measurements/noise_20M.csv
       "47M": V1_Measurements/noise_47M.csv
       "120M": V1_Measurements/noise_120M.csv
-    legend_title: $R_f$
-    
+  
     ylabel: Rauschlevel ($V/\sqrt{Hz}$)
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Trace 1 (VHz)"]
@@ -574,8 +344,7 @@ plots:
       "20M": V1_Measurements/noise_20M.csv
       "47M": V1_Measurements/noise_47M.csv
       "120M": V1_Measurements/noise_120M.csv
-    legend_title: $R_f$
-    
+  
     ylabel: Rauschlevel ($V/\sqrt{Hz}$)
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Trace 2 (VHz)"]
@@ -600,13 +369,11 @@ plots:
       "x0.6": V1_Measurements/compensation_47M_under.csv
       "x1": V1_Measurements/compensation_47M_OK.csv
       "x1.4": V1_Measurements/compensation_47M_over.csv
-    legend_title: $U_\mathrm{Schirm}/U_\mathrm{fb}$
     
     data_processing_steps:
       - normalize_bandwidth
 
-    bandwidth_zero: 180
-    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
+    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 1 Magnitude (dB)"]
 
@@ -622,13 +389,11 @@ plots:
       20M: V1_Measurements/bandwidth_20M.csv
       47M: V1_Measurements/bandwidth_47M.csv
       120M: V1_Measurements/bandwidth_120M.csv
-    legend_title: $R_f$
-
+    
     data_processing_steps:
       - normalize_bandwidth
 
-    bandwidth_zero: 180
-    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
+    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 1 Magnitude (dB)"]
 
@@ -639,7 +404,7 @@ plots:
     
     xmin: 100
     xmax: 500000
-    ymin: 140
+    ymin: -25
 
     ofile: V1_Measurements/bandwidth.png
 
@@ -648,13 +413,11 @@ plots:
       20M: V1_Measurements/bandwidth_20M.csv
       47M: V1_Measurements/bandwidth_47M.csv
       120M: V1_Measurements/bandwidth_120M.csv
-    legend_title: $R_f$
-
+    
     data_processing_steps:
       - normalize_bandwidth
 
-    bandwidth_zero: 180
-    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
+    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 2 Magnitude (dB)"]
 
@@ -665,20 +428,18 @@ plots:
     
     xmin: 100
     xmax: 500000
-    ymin: 100
+    ymin: -25
 
     ofile: V1_Measurements/bandwidth_ch2.png
   - loadtype: multicsv
     load:
       Ungefiltert: V1_Measurements/bandwidth_47M.csv
       Gefiltert: V1_Measurements/bandwidth_47M_filter.csv
-    legend_title: Ausgang
-
+    
     data_processing_steps:
       - normalize_bandwidth
 
-    bandwidth_zero: 180
-    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
+    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 1 Magnitude (dB)"]
 
@@ -689,7 +450,7 @@ plots:
     
     xmin: 100
     xmax: 500000
-    ymin: 100
+    ymin: -25
 
     ofile: V1_Measurements/bandwidth_filter_compare.png
 
@@ -772,28 +533,19 @@ plots:
 
   - load: Parasitics/Rf_series_noshield.txt
     loadtype: ltspice
-    
-    legend_title: $C_{f,g}$
+    step_parameter: $C_{f,g}$
     step_unit: F
 
-    xmin: 100
-
     ofile: Parasitics/Rf_series_noshield.png
     
     type: lt_sweep
     y_key: V(vout) dB
 
     title: Impedanzverläufe verschiedener Widerstände bei gleichbleibendem $C_p$
-    
-    data_processing_steps:
-      - normalize_bandwidth
-
-    bandwidth_zero: 180
-    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
-
+    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
   - load: Parasitics/Rf_series_shielded.txt
     loadtype: ltspice
-    legend_title: $C_{\mathrm{shield}}$
+    step_parameter: $C_{\mathrm{shield}}$
     step_unit: F
 
     ofile: Parasitics/Rf_series_shielded.png
@@ -802,14 +554,10 @@ plots:
     y_key: V(vout) dB
 
     title: Impedanzverläufe verschiedener Widerstände bei gleichbleibendem $C_p$
-    data_processing_steps:
-      - normalize_bandwidth
-
-    bandwidth_zero: 180
-    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
+    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
   - load: Parasitics/Examples_R_Cp_RSweep.txt
     loadtype: ltspice
-    legend_title: $R$
+    step_parameter: $R$
     step_unit: $\Omega$
 
     ofile: Parasitics/Examples_R_Cp_RSweep.png
@@ -821,7 +569,7 @@ plots:
     ylabel: Impedanz (dB$\Omega$)
   - load: Parasitics/SingleStage_Cfp_Sweep.txt
     loadtype: ltspice
-    legend_title: $C_{fp}$
+    step_parameter: $C_{fp}$
     step_unit: F
 
     ofile: Parasitics/SingleStage_Cfp_Sweep.png
@@ -830,32 +578,21 @@ plots:
     y_key: V(n002) dB
 
     title: Verstärkung bei konstantem $R_f = 1G\Omega$ und varriertem $C_{f}$
-    data_processing_steps:
-      - normalize_bandwidth
-
-    bandwidth_zero: 180
-    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
+    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
   - load: Parasitics/SingleStage_Rf_Sweep.txt
     loadtype: ltspice
     step_unit: $\Omega$
 
-    legend_title: $R_f$
-
     ofile: Parasitics/SingleStage_Rf_Sweep.png
     
     type: lt_sweep
     y_key: V(n002) dB
 
     title: Verstärkung bei konstantem $C_{f} = 100fF$ und varriertem $R_{f}$
-    data_processing_steps:
-      - normalize_bandwidth
-
-    bandwidth_zero: 180
-    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
+    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
   - load: Parasitics/SingleStage_Aol_Sweep.txt
     loadtype: ltspice
     step_unit: " "
-    legend_title: $A_\mathrm{ol}$
 
     ofile: Parasitics/SingleStage_Aol_Sweep.png
     
@@ -863,17 +600,11 @@ plots:
     y_key: V(n002) dB
 
     title: Verstärkung bei $C_{f} = 3fF$, $C_\mathrm{in} = 10~\mathrm{pF}$ und variieter Verstärkung
-    data_processing_steps:
-      - normalize_bandwidth
-
-    bandwidth_zero: 180
-    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
+    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
   - load: Parasitics/SingleStage_Rf_Sweep_Noise.txt
     loadtype: ltspice
     step_unit: $\Omega$
 
-    legend_title: $R_f$
-
     ofile: Parasitics/SingleStage_Rf_Sweep_Noise.png
     
     type: lt_sweep
@@ -888,8 +619,6 @@ plots:
     loadtype: ltspice
     step_unit: $\Omega$
 
-    legend_title: $R_f$
-
     ofile: Parasitics/SingleStage_LTC_Rf_Sweep_Noise.png
     
     type: lt_sweep
@@ -903,7 +632,6 @@ plots:
   - load: Parasitics/SingleStage_LTC6268-10_Cin_Sweep_Noise.txt
     loadtype: ltspice
     step_unit: F
-    legend_title: $C_\mathrm{in}$
 
     ofile: Parasitics/SingleStage_LTC_Cin_Sweep_Noise.png
     
@@ -918,7 +646,6 @@ plots:
   - load: Parasitics/SingleStage_LTC6268-10_Cin_Sweep_Noise.txt
     loadtype: ltspice
     step_unit: F
-    legend_title: $C_\mathrm{in}$
 
     ofile: Parasitics/SingleStage_LTC_Cin_Sweep_Noise_log.png
     
@@ -941,65 +668,38 @@ plots:
     y_key: V(n002) dB
 
     title: Verstärkung bei variiertem GBWP
-    legend_title: GBWP
-
-    data_processing_steps:
-      - normalize_bandwidth
-
-    bandwidth_zero: 180
-    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
+    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
 
   - load: DesignEstimate/CompositeStage_ADA4817_StageAmpSweep_bandwidth.txt
     loadtype: ltspice
     step_unit: " "
 
-    legend_title: $A_\mathrm{U,2}$
-
     ofile: DesignEstimate/OpAmp_Stages_Sweep.png
     
     type: lt_sweep
     y_key: V(n002) dB
 
     title: Verstärkung bei variiertem GBWP
-    data_processing_steps:
-      - normalize_bandwidth
-
-    bandwidth_zero: 180
-    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
-
+    ylabel: Verstärkung (dB$\Omega$)
   - load: DesignEstimate/OpAmp_GBWP_Sweep.txt
     loadtype: ltspice
     step_unit: Hz
 
-    legend_title: GBWP
-
     ofile: DesignEstimate/OpAmp_GBWP_Sweep.png
     
     type: lt_sweep
     y_key: V(n002) dB
 
     title: Verstärkung bei variiertem GBWP
-    data_processing_steps:
-      - normalize_bandwidth
-
-    bandwidth_zero: 180
-    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
+    ylabel: Verstärkung (dB$\Omega$)
   - load: Parasitics/SingleStage_Cin_Sweep.txt
     loadtype: ltspice
     step_unit: F
 
-    xmin: 1000
-
-    legend_title: $C_\mathrm{in}$
-
     ofile: Parasitics/SingleStage_Cin_Sweep.png
     
     type: lt_sweep
     y_key: V(vout) dB
 
     title: Verstärkung bei variierter Eingangskapazität
-    data_processing_steps:
-      - normalize_bandwidth
-
-    bandwidth_zero: 180
-    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
+    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)

TeX/Arbeit.tex

@@ -32,7 +32,7 @@
 \documentclass[12pt, a4paper, openany, DIV=16, BCOR=20mm, bibliography=totoc, captions=tableheading, numbers=noenddot]{scrbook}
 
 %Book - Digitalversion (doppelseitig)
-%\documentclass[12pt, a4paper, openany,                     bibliography=totoc, captions=tableheading, numbers=noenddot]{scrreport}
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@@ -59,18 +59,14 @@
 %Titelseiten für Studien- und Diplomarbeit
 
 \pagenumbering{alph}                                		%Seitennummerierung lateinische Kleinbuchstaben
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 %%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%
 %Inhaltsverzeichnis
@@ -88,6 +84,7 @@
 \listoffigures
 \addcontentsline{toc}{chapter}{Abbildungsverzeichnis}   %Eintrag im Inhaltsverzeichnis
 \clearpage
+\todo{Move}
 
 
 %%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%
@@ -118,7 +115,7 @@
 \include{Kapitel/Vermessung}
 \include{Kapitel/RevisionV11}
 
-\include{Kapitel/Zusammenfassung}
+% \chapter{(Optional) Erstellung eines vollintegrierten TIV-Frontends}
 
 %%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%
 %Literaturverzeichnis

TeX/Deckblatt.tex

@@ -1,38 +1,35 @@
 \begin{titlepage}
 \enlargethispage{2.0cm}
+
 \begin{center}
 
-    \vspace*{-1cm}
+\vspace*{-2cm}
 
-    \begin{figure}[H]
-        \centering
-        \includegraphics[width=0.95\textwidth]{grafiken/title_header.png}
-    \end{figure}
 
-    \vspace{2cm}
+   \begin{figure}[h]
+	\centering
+       \includegraphics[height=4cm]{grafiken/welfenschloss_vektor.pdf}
+   \end{figure}
 
-    {\Large \textsc{Masterarbeit}} \\[0.2cm]
-    \rule{0.95\textwidth}{0.4pt}\\[3.5cm]
+\vspace{1cm}
 
-    {\LARGE \textbf{Entwicklung und Charakterisierung}} \\[0.2cm]
-    {\LARGE \textbf{eines rauscharmen Transimpedanzverstärkers}} \\ [0.2cm]
-    {\LARGE \textbf{für die Ionenmobilitätsspektrometrie}} \\ [2cm]
-    
-    {\large von} \\[0.2cm]
-    {\Large David Bailey} \\[0.2cm]
-    {\large Matrikelnummer: 10011830}\\[0.2cm]
+    {\LARGE \textsc{Leibniz Universität Hannover}}\\[1.0cm]
 
-    \vfill
+    {\Large \textsc{Fachpraktikum des Studienganges}} \\[0.2cm]
+    {\Large \textsc{M.Sc. Energietechnik}} \\ [2cm]
 
-   {\large Betreuer:}\\[0.1cm]
-   {\large M. Hitzemann}\\[0.1cm]
-   {\large J. Winkelholz}\\[1cm]
+    {\Large \textbf{Implementation einer\\
+            Arc-Detection der ECRH\\
+            am Wendelstein W7-x\\
+            Fusionsexperiment }} \\ [4cm]
 
-   {\large Prüfer:}\\[0.1cm]
-   {\large 1. Prof. Dr.-Ing. Stefan Zimmermann}\\[0.1cm]
-   {\large 2. Prof. Dr.-Ing. Julia Körner}\\[1cm]
+    {\Large Praktikumsbericht} \\ [1.5cm]
 
-   {September 2024}\\[2cm]
+    \vfil
+
+    {\large David Bailey} \\
+    {Matrikelnummer: 10011830 } \\ [1.5cm]
 
 \end{center}
+
 \end{titlepage}

TeX/Kapitel/Auslegung.tex

@@ -1,67 +1,38 @@
 \cleardoublepage
-\chapter{Entwicklung eines Transimpedanzverstärkers 
-    für die Ionenmobilitätsspektrometrie}
+\chapter{Entwicklung des Transimpedanzverstärkers}
 
-Dieses Kapitel beschäftigt sich mit der Auslegung eines spezifischen
-TIV-Schaltkreises für die Ionenmobilitätsspektrometrie.
-Zuerst erfolgt die Festlegung der zu erreichenden
-Zielparameter des Verstärkers. Anschließend werden verschiedene
-Bauteile untersucht und zur Auswahl gezogen, 
-wobei die limitierenden parasitären Effekte dieser dargestellt werden.
-Eine Auswahl der Bauteile wird mit Hinsicht auf die Zielparameter
-des Designs durchgeführt.
+In diesem Kapitel wird auf die Auslegung eines spezifischen TIV-Schaltkreises eingegangen.
+Es werden die zu erreichenden Zielparameter des Verstärkers festgelegt und erläutert.
+Hiernach werden verschiedene Bauteile zur Auswahl gezogen, wobei die limitierenden parasitären Effekte dieser dargestellt werden.
+Eine Auswahl der Bauteile wird mit Hinsicht auf die Zielparameter des Designs durchgeführt.
 
 \section{Zielparameter}
 \label{chap:tia_design_goals}
 
 Wie in Abschnitt \ref{chap:tia_in_ims} dargestellt, ist die Aufgabe eines TIVs im IMS,
 die Stromflüsse der Ionenpakete auf eine messbare Spannung zu verstärken. Hierbei soll der TIV die Form eines solchen
-Paketes möglichst akkurat abbilden.
-Für das in dieser Arbeit ausgewählte IMS-Verfahren ist bereits die Größe der Ionen-Pakete bekannt.
+Paketes möglichst akkurat darstellen.
+Für das in dieser Arbeit ausgewählte IMS-Verfahren ist bereits die Größe der Ionen-Pakete bekannt\todo{Insert ref here}.
+Somit können aus diesen Messwerten die Zielwerte des Verstärkers abgeleitet werden.
 
-Der Verstärker wird so ausgelegt, dass er
-für ein IMS nutzbar ist, welches am
-Institut für Grundlagen der Elektrotechnik und Messtechnik
-der Leibniz Universität Hannover genutzt wird.
-Der Aufbau dieses IMS ist vergleichbar zu dem in 
-\cite{Reinecke2018Oct} dargestelltem System.
-Abbildung \ref{fig:example_ims_peak} zeigt einen Peak der von einem
-solchen System gemessen wurde.
-
-\begin{figure}[ht!]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/example_peak.png}
-    \caption[Messung eines beispielhaften Ionen-Peaks]{
-        \label{fig:example_ims_peak}
-        Messung eines beispielhaften Ionen-Peaks.
-        Zu erkennen ist die annähernd gaussche Verteilung
-        mit einer Breite von etwa $\SI{60}{\micro\second}$.}
-\end{figure}
-
-Zu sehen ist, dass dieses System Ionenpakete mit einer
-annähernd gausschen Verteilung und
-mit einer Breite von circa $\SI{35}{\micro\second}$
-für die kleinsten Pakete erzeugt.
+Für eine erste Auslegung wird das folgende IMS-System angestrebt: \todo[inline]{Describe IMS}.
+Dieses System generiert Ionenpakete mit einer Gausschen Verteilung \todo{verify this} mit einer Standardabweichung von circa $\SI{1.5}{\micro\second}$.
+Eine beispielhafte Messung eines IMS-Systemes ist in Abbildung \ref{fig:example_ims_peak} dargestellt.
 Um diese Pakete abbilden zu können ist eine Bandbreite von mindestens $\SI{30}{\kilo\hertz}$ notwendig.
-Die größte Peak-Amplitude, die hierbei abgebildet werden soll,
-befindet sich im Bereich von circa $\SI{1}{\nano\ampere}$.
+Die größte Peak-Amplitude, die hierbei zu erwarten ist, ist circa \todo{Insert peak amplitude}.
+Somit reicht ein Eingangsbereich des TIV von $\pm\SI{1}{\nano\ampere}$.
+
+\begin{figure}
+    \centering
+    \missingfigure{Include figure for an example IMS peak shape}
+    \caption{\label{fig:example_ims_peak}Messung eines beispielhaften Ionen-Peaks}
+\end{figure}
 
 Der Ausgang des TIV wird einen Analog-Digital-Wandler (im folgenden ADC) antreiben. Diese Bauteile wandeln ein
 Spannungssignal in ein digitales Signal um, welches vom Rest des Systems ausgewertet werden kann. Der im Ziel-IMS ausgewählte ADC,
-der {\em LTC2274}, hat einen 
-differentiellen Eingangsbereich von $\pm\SI{2.25}{\volt}$ \cite{DatasheetLTC2274}.
-
-Bei gewünschtem nominalem Eingangsbereich von $\SI{1}{\nano\ampere}$
-und maximaler Ausgangsspannung von $\pm\SI{2.25}{\volt}$ wird eine
-Ausgangsspannung von $\SI{1}{\volt}$ bei $\SI{1}{\nano\ampere}$
-gewählt. Hierdurch wird sicher gestellt,
-dass der ADC nicht saturiert und alle Peaks korrekt abgebildet werden können.
-
-Somit kann die Gesamtverstärkung des TIVs festgelegt werden als:
-\begin{equation*}
-    A_\mathrm{TIV} = V_\mathrm{out}/I_\mathrm{in} = \SI{1}{\volt} / \SI{1}{\nano\ampere} = \SI{1}{\giga\ohm}
-\end{equation*}
-
+der \todo{insert ADC name}, hat einen Eingangsbereich von $\pm\SI{2}{\volt}$\todo{verify}. Somit kann die Gesamtverstärkung des TIVs festgelegt werden als:
+$A_\mathrm{TIV} = V_\mathrm{out}/I_\mathrm{in} = \SI{2}{\volt} / \SI{1}{\nano\ampere} = \SI{2}{\giga\ohm}$
+\todo{Check about rewriting this}
 
 \cleardoublepage
 \section{Analyse der Parasitäreffekte}
@@ -69,8 +40,8 @@ Somit kann die Gesamtverstärkung des TIVs festgelegt werden als:
 
 Kapitel \ref{chap:basics_parasitics} und \ref{chap:basics_opamp} beschreiben grundlegende
 parasitäre Effekte einiger Bauteil. Im Folgenden sollen diese Effekte genauer auf ihren
-Einfluss auf eine TIV-Schaltung untersucht werden.
-Grenzwerte für bestimmte Parameter mithilfe der Zielparameter sollen bestimmt werden und
+Einfluss auf eine TIV-Schaltung genauer untersucht werden.
+Grenzwerte für bestimmte Parameter mithilfe der Zielparameter sollen bestimmt werden, und
 Möglichkeiten zur Reduktion einiger Parasitäreffekte werden untersucht.
 
 \subsection{Effekte der passive Bauelemente}
@@ -90,33 +61,17 @@ In einem TIV-Schaltkreis gibt es ein Bauteil mit hohem Widerstand: Der Rückkopp
 Somit wird vermutet, dass dieser Widerstand eine dominierende Quelle des thermischen Rauschens ist.
 Laut Gleichung \ref{eqn:thermal_voltage_noise} wächst die Amplitude des Spannungsrauschens mit der Wurzel des
 Widerstandswertes, wodurch eine erste Vermutung ist, dass ein kleinerer Widerstand besser wäre.
-Für einen TIV ist der Eingang jedoch ein strombasierter Eingang und die 
-Verstärkung des TIV nimmt proportional zur Widerstandsgröße zu.
-
-Das Spannungsrauschen über dem Widerstand kann 
-nach Ersatzschaltbild  \ref{fig:example_r_noise} (Seite \pageref{fig:example_r_noise})
-in einen äquivalenten Strom durch den Widerstand umgerechnet
-werden, welcher in den Eingang des TIVs fließt.
-Dies kann durch Umstellung von Gleichung \ref{eqn:thermal_voltage_noise}
-zusammen mit dem Ohm'schen Gesetzt erreicht werden.
-Hierbei ist $I_\mathrm{n,rms}$ das Stromrauschen,
-$U_\mathrm{n,rms}$ das Spannungsrauschen, $k_B$ die
-Boltzmann-Konstante, $T$ die Temperatur des widerstandes
-und $\Delta f$ die betrachtete Bandbreite.
+Für einen TIV ist der Eingang jedoch ein strombasierter Eingang. Somit muss das Stromrauschen betrachtet werden.
+Dies lässt sich wie folgt berechnen:\todo{Cite or explain this}
 
 \begin{eqnarray}
-    I_\mathrm{n,rms} & = & \frac{U_\mathrm{n,rms}}{R_f} \\
-    I_\mathrm{n,rms} & = & \frac{\sqrt{4k_BTR_f\Delta f}}{R_f} \\
-    I_\mathrm{n,rms} & = & \sqrt{\frac{4k_BT\Delta f}{R_f}}\label{eqn:thermal_current_noise}
+    I_\mathrm{n,rms} & = & \frac{V_\mathrm{n,rms}}{R} \\
+    I_\mathrm{n,rms} & = & \frac{\sqrt{4k_BTR\Delta f}}{R} \\
+    I_\mathrm{n,rms} & = & \sqrt{\frac{4k_BT\Delta f}{R}}\label{eqn:thermal_current_noise}
 \end{eqnarray}
 
-Eine beispielhafte Rechnung mit einem $\SI{100}{\mega\ohm}$ Widerstand
-bei Raumtemperatur ($\SI{25}{\celsius}$) und $\SI{30}{\kilo\hertz}$
-Bandbreite ergibt ein Rauschen von $\SI{2.22}{\pico\ampere}$.
-
-Laut Gleichung \ref{eqn:thermal_current_noise} ist ein {\em größerer} Widerstand von Vorteil,
-um den Einfluss des thermalen Rauschens zu minimieren.
-Für das Design soll somit eine Maximierung des
+Laut Gleichung \ref{eqn:thermal_current_noise} ist somit ein {\em größerer} Widerstand von Vorteil,
+um den Einfluss des thermalen Rauschens zu minimieren. Für das Design soll somit eine Maximierung des
 gesamten Rückkoppelwiderstandes angestrebt werden.
 
 \subsubsection{Parasitäre Rückkopplungskapazität}
@@ -128,13 +83,12 @@ Alle Bauteile besitzen parasitäre Kapazitäten,
 wie in Kapitel \ref{chap:basics_parasitics}
 beschrieben wurde.
 Abbildung \ref{fig:example_r_cp} auf Seite \pageref{fig:example_r_cp} zeigt, dass diese Kapazität
-an hochohmigen Widerständen schon bei geringeren Frequenzen einen Einfluss auf die Bandbreite hat.
+an hochohmigen Widerständen schon bei geringeren Frequenzen einen Einfluss auf die Bandbreite haben kann.
 Im Falle des Rückkoppelwiderstandes sorgt die Verringerung der Impedanz für eine Verringerung
 der Verstärkung des OpAmp und somit für eine reduzierte Bandbreite des gesamten Verstärkers. Diese Einschränkung
 darf nicht unter die in Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} festgelegte Zielbandbreite fallen.
 
-Um die Ursprünge, Grenzwerte und mögliche Kompensationsmöglichkeiten 
-dieser Kapazität besser zu verstehen, wird genauer auf 
+Um die Ursprünge, Grenzwerte und eventuelle Mitigationen dieser Kapazität besser zu verstehen, wird genauer auf 
 diese eingegangen.
 Hierfür wird eine Simulation in dem Programm ``CST Studio Suite 2021'' eingerichtet. Dieses Programm erlaubt die Simulation
 verschiedener elektrostatischer und dynamischer Modelle, um zum Beispiel die kapazitive Kopplung einer Schaltung untersuchen zu können.
@@ -142,8 +96,7 @@ verschiedener elektrostatischer und dynamischer Modelle, um zum Beispiel die kap
 Als erster Ansatz wird von einem Dickfilm-Widerstand im Gehäuseformat ``1206'' ausgegangen.
 Diese Größe bietet eine angemessene Auswahl von Widerstandswerten in der Größenordnung eines TIV-Rückkoppelwiderstandes an
 und ist leicht erhältlich. Somit ist dies ein guter Kanditat für den im späteren Design verwendeten Widerstand.
-Diese Art von Widerstand besteht aus einem Keramik-Kern mit zwei metallisierten Anschlüssen an den Enden und einem 
-resistiven Film, often Kohle, welcher
+Diese Art von Widerstand besteht aus einem Keramik-Kern mit zwei metallisierten Anschlüssen an den Enden und einem Kohle-Film, welcher
 den eigentlichen elektrischen Widerstand bildet.
 Das in CST erstellte Modell hierfür ist in Abbildung \ref{fig:cst_model_1206} dargestellt.  
 
@@ -151,10 +104,8 @@ Eine weitere mögliche Bauart eines Widerstandes ist die sog. Flipchip-Terminier
 Hierbei wird die Metallisierung nur auf einer Seite der Keramik, neben dem Widerstandsfilm, aufgebracht.
 Dies soll Streueffekte und Kapazitäten verringern. Das für diese Widerstandsart erstellte Modell ist 
 in Abbildung \ref{fig:cst_model_1206_flipchip} dargestellt.
-Bei der Modellierung wurde sich für beide Widerstandvarianten
-auf \cite{VishayRFreq} bezogen.
 
-\begin{figure}[ht]
+\begin{figure}[hb]
     \begin{subfigure}[t]{.5\linewidth}
         \centering
         \includegraphics[width=0.9\textwidth]{entwicklung/cst_model_r1206.png}
@@ -167,30 +118,26 @@ auf \cite{VishayRFreq} bezogen.
     \end{subfigure}
     \caption[Simulationsmodelle der Widerstände in CST]{Die in CST Studio Suite 2021 erstellten Widerstandsmodelle.
     Zu sehen ist die Keramik in weiß, die Metallkontakte in Braun, und der Kohlefilm in Dunkellila.
-    Eigene Modellierung nach \cite{VishayRFreq}.}
+    Eigene Modellierung.}
   \end{figure}
 
 Mithilfe dieser Modelle werden die kapazitiven Kopplungen bestimmt.
-Hierfür wird der ``Electrostatic Solver'' von CST genutzt, 
-welcher die elektrischen Felder im statischen Zustand,
+Hierfür wird der ``Electrostatic Solver'' genutzt, welcher die elektrischen Felder im statischen Zustand,
 sowie die kapazitive Kopplung von Potentialflächen berechnet. Die Widerstände werden hierbei auf einer Grundfläche aus FR4 platziert.
-Dies entspricht dem Platinenmaterial einer realen Platine, welches durch sein Dielektrikum auch Einfluss auf die Kapazitäten hat.
+Dies entspricht dem Platinenmaterial einer reellen Platine, welches durch sein Dielektrikum auch Einfluss auf die Kapazitäten hat.
 Der Flipchip-Widerstand wird hierbei mit den Kontakten nach unten zeigend simuliert. Bei dem Standard-1206 Gehäuse
 werden zwei Anbringungsmöglichkeiten (Widerstandsbelag nach oben und nach unten) getestet.
 Die exakte Konfiguration der Simulation ist in Abbildung \ref{fig:cst_r_sim_setup} dargestellt.
 
-
-\begin{figure}[ht]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \scalebox{-1}[1]{
         \includegraphics[width=0.7\textwidth]{entwicklung/cst_model_simsetup.png}
-        }
-        \caption[Aufbau der Simulation der parasitären Rückkoppelkapazitäten]{\label{fig:cst_r_sim_setup}Aufbau der elektrostatischen Simulation der Widerstandskapazitäten.
-        Aufgebaut sind der Flipchip-Widerstand (rechts), ein regulärer 1206-Format Widerstand mit dem Kohlefilm auf der Unterseite (mittig),
-        und ein 1206-Widerstand in normaler Aufbauweise mit dem Film nach oben zeigend (links). Die Widerstände sind auf einem FR4-Substrat angebracht (türkis)}
-    \end{figure}
-    
-\FloatBarrier
+    }
+    \caption[Aufbau der Simulation der parasitären Rückkoppelkapazitäten]{\label{fig:cst_r_sim_setup}Aufbau der elektrostatischen Simulation der Widerstandskapazitäten.
+     Aufgebaut sind der Flipchip-Widerstand (rechts), ein regulärer 1206-Format Widerstand mit dem Kohlefilm auf der Unterseite (mittig),
+     und ein 1206-Widerstand in normaler Aufbauweise mit dem Film nach oben zeigend (links). Die Widerstände sind auf einem FR4-Substrat angebracht (türkis)}
+\end{figure}
 
 In der Simulation werden die metallisierten Enden der Widerstände auf unterschiedliche 
 Potentiale gelegt, um die elektrischen Felder berechnen zu können.
@@ -198,20 +145,20 @@ Hierbei wird $\pm\SI{0.5}{\volt}$ gewählt, um ein Gesamtpotential von $\SI{1}{\
 die Auswahl der Potentialwerte auf die von CST berechnete Kapazität keinen Einfluss nimmt und lediglich zur
 Visualisierung dient.
 
-Die Ergebnisse sind in Tabelle \ref{table:para_r_cf} dargestellt. Deutlich zu erkennen ist eine
+Die Ergebnisste sind in Tabelle \ref{table:para_r_cf} dargestellt. Deutlich zu erkennen ist eine
 Verringerung der parasitären Kapazität bei der Flipchip-Technologie. Die Anbringung des Standard-1206 
 Widerstandes hat nur eine kleine Auswirkung auf die Kapazität, wobei die normale Anbringung (Film obig)
 etwas besser scheint. Zusätzlich wurde die Kapazität in das Vakuum bzw. Erde berechnet.
-Dies beeinflusst nicht direkt die Übertragungsfunktion des Widerstandes, trägt jedoch zuz.~B. 
+Dies beeinflusst nicht direkt die Übertragungsfunktion des Widerstandes, trägt jedoch zu z.B. 
 der Eingangskapazität bei. Zudem scheint es keine großen Unterschiede bei der Anbringung des 
 1206-Widerstandes zu geben, wofür im Folgenden nur noch die Standard-Anbringung betrachtet wird.
 
 \begin{table}[hb]
     \centering
-    \caption{\label{table:para_r_cf}Ergebnisse der Kapazitätsberechnung aus den CST-Simulationen}
+    \caption{\label{table:para_r_cf}Ergebnisse der Kapazitätsberechnung}
     \begin{tabular}{ |l|r|r| }
         \hline
-        Typ & Parallelkapazität $C_\mathrm{p}$ & Streukapazität $C_\mathrm{g}$ \\
+        Typ & Parallelkapazität & Erdkapazität \\
         \hline
         1206, Film obig & $\SI{46.81}{\femto\farad}$ & $\SI{89.95}{\femto\farad}$ \\
         1206, Film unten & $\SI{46.93}{\femto\farad}$ & $\SI{90.17}{\femto\farad}$ \\
@@ -222,17 +169,14 @@ der Eingangskapazität bei. Zudem scheint es keine großen Unterschiede bei der
 
 Mithilfe der ersten Kapazitätswerte und der in Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} bestimmten Bandbreite
 lässt sich nun ein oberer Grenzwert des Rückkoppelwiderstandes berechnen.
-Dies ergibt sich aus der Gleichung der Grenzfrequenz eines RC-Filters,
-beschrieben in Gleichung \ref{eqn:max_rf}. Hierbei ist $f$ die 
-zu erreichende Grenzfrequenz, $R_f$ der Ohm'sche Widerstand, und
-$C_f$ die parasitäre Parallelkapazität.
+Dies ergibt sich aus der Gleichung der Grenzfrequenz eines RC-Filters, beschrieben in Gleichung \ref{eqn:max_rf}.
 Die berechneten Grenzwerte der Widerstände sind in Tabelle \ref{table:para_r_max} dargestellt.
 
 \begin{eqnarray}
-    f_c & = & \frac{1}{2\pi\cdot R_f \cdot C_p} \\
+    f_c & = & 2\pi\cdot \left(R_f \cdot C_f\right)^{-1} \\
     \SI{30}{\kilo\hertz} & \leq  & f_c \\
-    \SI{30}{\kilo\hertz} & \leq & \frac{1}{2\pi\cdot R_f \cdot C_p} \\
-    R_f & \leq & \frac{1}{2\pi\cdot \SI{30}{\kilo\hertz} \cdot C_p} \label{eqn:max_rf}
+    \SI{30}{\kilo\hertz} & \leq & 2\pi\cdot \left(R_f\cdot C_f\right)^{-1} \\
+    R_f & \leq & 2\pi\cdot \left(\SI{30}{\kilo\hertz}\cdot C_f\right)^{-1}\label{eqn:max_rf}
 \end{eqnarray}
 
 \begin{table}[hb]
@@ -250,27 +194,21 @@ Die berechneten Grenzwerte der Widerstände sind in Tabelle \ref{table:para_r_ma
 \end{table}
 
 Für den gesamten TIV ist nach Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} eine Gesamtverstärkung
-von circa $\SI{1}{\giga\ohm}$ angestrebt und entsprechend des vorherigen Kapitels ist ein möglichst großer
+von ca. $\SI{1}{\giga\ohm}$ gewünscht und entsprechend des vorherigen Kapitels ist ein möglichst großer
 Rückkoppelwiderstand vorteilhaft. Somit wird nun mithilfe der Simulationen nach der Quelle
 dieser Kapazität und nach Möglichkeiten zur Verringerung dieser (und somit Steigerung der Widerstandsgrenze) gesucht.
 
 Abbildungen \ref{fig:cst_r_potentials} und \ref{fig:cst_r_ds} zeigen die Ergebnisse der Feldsimulationen
-auf. Hierbei ist die Feldstärke des betrachteten Feldes entlang einer Schnittfläche
-aufgezeichnet. Das Potentialfeld lässt auf die Verteilung des
-Spannungsverlaufes schließen, während das
-D-Feldes Hinweise auf die Positionen der parasitären Kapazitäten gibt.
-Dies ist möglich, da sich durch Integration des D-Feldes die Ladungsverteilung
-auf leitenden Flächen berechnen lässt, wie in Gleichung
-\ref{eqn:integral_d} angegeben ist \cite{GaussLaw}.
+auf. Vor allem die Darstellung des D-Feldes gibt Hinweise auf die Positionen der parasitären Kapazitäten,
+da sich die auf einer leitenden Fläche befindende Ladung wie folgt berechnen lässt:\todo{Quote Maxwell?}
 
 \begin{equation}
-    \iint \vec{D} \cdot d\vec{A} = \iiint \rho_f dV\label{eqn:integral_d}
+    \iint \mathbf{D} \cdot dS = \iiint \rho_f dV\label{eqn:integral_d}
 \end{equation}
 
-Die Quellen des D-Feldes geben so Hinweise auf die Ladungsverteilung
-der Simulation, wobei diese Ladungen von den hier betrachteten
-Kapazitäten verursacht werden. Die D-Felder zeigen somit auf,
-welche Elemente der Simulation zur Kapazität beitragen.
+Durch Bestimmung der Flussrichtungen des D-Feldes lassen sich somit die Quellen der
+Ladungen bestimmen. Dies ist zum Verständnis der Kapazität und der späteren Verminderung dieser
+nützlich.\todo{Rewrite this more understandably}
 
 \begin{figure}[p]
     \centering
@@ -285,26 +223,24 @@ welche Elemente der Simulation zur Kapazität beitragen.
     \hspace{0.15\linewidth}%
     \begin{subfigure}[t]{.22\linewidth}
         \centering
-        \includegraphics[width=1\textwidth,trim={0 0.8cm 0 1.6cm},clip]{entwicklung/cst_estatic/potential_3t_t}
+        \includegraphics[width=1\textwidth,trim={0 0 0 0.8cm},clip]{entwicklung/cst_estatic/potential_3t_t}
         \subcaption{Potential innerhalb des nach oben zeigenden 1206 Widerstandes}
     \end{subfigure}\hfill%
     \begin{subfigure}[t]{.22\linewidth}
         \centering
-        \includegraphics[width=1\textwidth,trim={0 0.8cm 0 0.8cm},clip]
-        {entwicklung/cst_estatic/potential_3t_b}
+        \includegraphics[width=1\textwidth]{entwicklung/cst_estatic/potential_3t_b}
         \subcaption{Potential innerhalb des herunterzeigenden 1206 Widerstandes}
     \end{subfigure}\hfill%
     \begin{subfigure}[t]{.22\linewidth}
         \centering
-        \includegraphics[width=1\textwidth,trim={0 0.8cm 0 0.8cm},clip]{entwicklung/cst_estatic/potential_flip}
+        \includegraphics[width=1\textwidth]{entwicklung/cst_estatic/potential_flip}
         \subcaption{Potential innerhalb des Flipchip}
     \end{subfigure}\hspace{0.15\linewidth}
 
     \caption[Potentialfelder der elektrostatischen Simulation
         der Widerstände, verschiedene Ansichten]{
-    \label{fig:cst_r_potentials}Potentialfelder der elektrostatischen Simulation
-    der Widerstände, verschiedene Ansichten, gleiche Farbskala für alle Ansichten.
-    Deutlich zu erkennen
+        \label{fig:cst_r_potentials}Potentialfelder der elektrostatischen Simulation
+    der Widerstände, verschiedene Ansichten. Deutlich zu erkennen
     ist die gleichmäßige Verteilung des Potentialfeldes um die Anschlüsse der
     Widerstände herum.}
 \end{figure}
@@ -324,30 +260,27 @@ welche Elemente der Simulation zur Kapazität beitragen.
     \hspace{0.15\linewidth}%
     \begin{subfigure}[t]{.22\linewidth}
         \centering
-        \includegraphics[width=1\textwidth,trim={0 0.8cm 0 0.8cm},clip]{entwicklung/cst_estatic/d_3t_t}
+        \includegraphics[width=1\textwidth]{entwicklung/cst_estatic/d_3t_t}
         \subcaption{Schnittfläche des D-Feldes in der Mitte des nach oben zeigenden 1206 Widerstandes} 
     \end{subfigure}\hfill%
     \begin{subfigure}[t]{.22\linewidth}
         \centering
-        \includegraphics[width=1\textwidth,clip,trim={0 1.2cm 0 1.2cm}]{entwicklung/cst_estatic/d_3t_b}
+        \includegraphics[width=1\textwidth,clip,trim={0 0.4cm 0 0.4cm}]{entwicklung/cst_estatic/d_3t_b}
         \subcaption{Schnittfläche des D-Feldes in der Mitte des herunterzeigenden 1206}
     \end{subfigure}\hfill%
     \begin{subfigure}[t]{.22\linewidth}
         \centering        
-        \includegraphics[width=1\textwidth,clip,trim={0cm 1.2cm 0cm 1.2cm}]{entwicklung/cst_estatic/d_flip}
+        \includegraphics[width=1\textwidth,clip,trim={0cm 0.4cm 0cm 0.4cm}]{entwicklung/cst_estatic/d_flip}
         \subcaption{\label{fig:cst_d_flipchip}Schnittfläche des D-Feldes in der Mitte des Flipchip}
     \end{subfigure}\hspace{0.15\linewidth}
 
-    \caption[D-Felder der Widerstandssimulationen]{
-        \label{fig:cst_r_ds}
-        D-Feldstärken der elektrostatischen Simulation in verschiedenen Ansichten, 
-        gleiche Farbskala für alle Ansichten.
-        Die D-Felder geben Aufschlüsse über die Ladungsverteilung und 
+    \caption[D-Felder der Widerstandssimulationen]{\label{fig:cst_r_ds}
+        D-Feldstärken der elektrostatischen Simulation in verschiedenen Ansichten.
+        Die D-Felder geben Aufschlüsse über die Ladungsverteilung, und 
         somit die Verteilung der Kapazitäten. Deutlich zu erkennen ist die
         Konzentration der Felder um die Kontaktflächen der Widerstände herum.}
 \end{figure}
 
-
 \FloatBarrier
 
 Deutlich zu erkennen ist der Grund der geringeren Kapazität des Flipchip in Abbildung \ref{fig:cst_d_flipchip}
@@ -394,11 +327,11 @@ Die entsprechenden Ergebnisse der Integration sind in Tabelle \ref{table:d_field
 \end{table}
 
 Hierbei muss angemerkt werden, dass die Simulation auch die Kapazität in das Vakuum simuliert.
-Die somit berechneten Ladungen entsprechen nicht nur der Parallel-, sondern auch der Streukapazität.
+Die somit berechneten Ladungen entsprechen nicht nur der Parallel-, sondern auch der Erdkapazität.
 Dies erklärt die leichten Diskrepanzen der berechneten Kapazität und der berechneten Feldstärken. 
 Aus diesem Grund können die berechneten Feldstärken nur als Richtlinie für die Verteilung der Felder genutzt werden.
 
-Zu sehen ist, dass sich ein erheblicher Anteil des Feldes,circa 50\%, durch das Material des PCBs bewegt. Dies
+Zu sehen ist, dass sich ein erheblicher Anteil des Feldes, circa 50\%, durch das Material des PCBs bewegt. Dies
 trifft auf sowohl den Standard-Widerstand als auch den Flipchip zu. 
 
 \FloatBarrier
@@ -406,20 +339,15 @@ trifft auf sowohl den Standard-Widerstand als auch den Flipchip zu.
 \subsubsection{Mitigation der Parallelkapazität}
 \label{chap:r_para_mitigations}
 
-Um den parasitären Kapazitäten entgegen zu wirken soll nun untersucht werden,
+Um den parasitären Kapazitäten entgegen zu wirken soll nun erprobt werden,
 ob durch eine bestimmte Platzierung von Elektroden im PCB-Material
-die Parallelkapazität verringert werden kann.
-Durch korrekte Platzierung eines sog. Guard Rings bzw.
-einer Abschirmungselektrode
-kann theoretisch das D-Feld auf diese umgeleitet
-werden, wodurch das PCB-Material selbst eine kleinere Teilhabe an der 
-parasitären Kapazität des Widerstandes haben sollte \cite{SierraReduceCapacitances}\cite{Yang:21}.
+die Parallelkapazität verringert werden kann.\todo{Find a citation for this.}
+Durch korrekte Platzierung von Elektroden mit festgelegtem Potential kann theoretisch das D-Feld auf diese umgeleitet 
+werden, wodurch das PCB-Material selbst eine kleinere Teilhabe an der parasitären Kapazität des Widerstandes haben sollte.
 
 Ein erster Versuch hierfür wird aus zwei symmetrischen Elektroden aufgebaut, welche unterhalb der Kontakte der 
-Widerstände aufgebaut werden.
-Ein separater Widerstandsteiler treibt diese Elektroden auf dasselbe Potential wie die entsprechenden Kontakte,
-um eine zusätzliche Last auf den hochohmigen Widerstand zu vermeiden.
-Abbildung \ref{fig:r_symmetric_shielding} zeigt den Aufbau der im Folgenden verwendeten Abschirmungselektroden und
+Widerstände aufgebaut werden und auf dasselbe Potential wie die entsprechenden Kontakte gelegt werden.
+Abbildung \ref{fig:r_symmetric_shielding} zeigt den Aufbau der im folgenden verwendeten Abschirmungselektroden und
 deren Potentiale.
 
 \begin{figure}[h]
@@ -433,47 +361,37 @@ deren Potentiale.
         \includegraphics[clip,trim={0 0 0.4cm 0},width=0.9\linewidth]{entwicklung/cst_estatic_shld/shielding_potential.png}
         \caption{\label{fig:r_symmetric_shielding_potential}Potentialfeld der Schirmungselektroden}
     \end{subfigure}
-    \caption[Schnittbild durch die CST-Simulation der Abschirmungselektroden]{
-        \label{fig:r_symmetric_shielding}
-        Schnittbild 
-        durch das Simulatiosmodell in CST, mit eingebauten Abschirmungselektroden.
+    \caption[Schnittbild durch die CST-Simulation der Abschirmungselektroden]{\label{fig:r_symmetric_shielding}Schnittbild 
+        durch das Simulatiosmodell mit eingebauten Abschirmungselektroden.
         Deutlich zu erkennen ist die Umverteilung des Potentialfeldes, welches
         durch die Abschirmungselektroden verursacht wird.}
 \end{figure}
 
 Da es bei diesem Aufbau vier Potentiale gibt, sind auch entsprechend mehr Kapazitäten zu beachten. 
-Abbidlung \ref{fig:r_shielding_capacitances} zeigt die in der Simulation 
-betrachteten Kapazitäten, welche an einem der Widerstandskontakte anliegen.
+Abbidlung \ref{fig:r_shielding_capacitances} zeigt alle Kapazitäten, welche von einem Kontakt sichtbar sind.
 
 \begin{figure}[h]
     \centering
     \includegraphics[width=0.6\linewidth]{entwicklung/cst_estatic_shld/shielding_capacitors.drawio.png}
-    \caption[Schematische Darstellung der Kapazitäten, welche einer der Widerstandskontakte sieht]{
-        \label{fig:r_shielding_capacitances}
-        Schematische Darstellung der Kapazitäten, welche einer der Widerstandskontakte sieht.
-    Eigene Darstellung.}
+    \caption{\label{fig:r_shielding_capacitances}Schematische Darstellung der Kapazitäten, welche einer der Widerstandskontakte sieht.}
 \end{figure}
 
 Von Interesse sind die Parallelkapazität der Widerstandskontake, $C_\mathrm{r,p}$, 
-welches der im vorherigen Kapitel beschriebenen Kapazität $C_p$ entspricht, sowie den 
+welches der im vorherigen Kapitel beschriebenen Kapazität entspricht, sowie den 
 Kapazitäten $C_\mathrm{sa,rb}$ und $C_\mathrm{sb,ra}$, welche zwischen dem Widerstand und den 
 Schirmungselektroden entstehen. Durch den hier verwendeten Aufbau sind diese Kapazitäten symmetrisch
 und werden im Folgenden als $C_\mathrm{r,sp}$ bezeichnet.
 Die Kapazitäten $C_\mathrm{sa,ra}$ und $C_\mathrm{sb,rb}$ sind nicht
 relevant für die Bandbreite, da die Schirmelektrode auf das Potential des anliegenden Widerstandes getrieben wird, können
-jedoch z.~B. die Eingangskapazität erhöhen. Diese werden im Folgenden als $C_\mathrm{r,s}$ bezeichnet.
-
-Die Kapazität zwischen den Schirmelektroden beeinflusst nicht den hochohmigen Widerstand selbst,
-da diese wie bereits beschrieben separat und niederohming mit Spannung versorgt werden.
-Parasitäre Kapazitäten beeinflussen somit die Spannungen an den Schirmelektroden vernachlässigbar.
+jedoch z.~B. die Eingangskapazität erhöhen. Sie werden im Folgenden als $C_\mathrm{r,s}$ bezeichnet.
+Ebenso ist die Kapazität zwischen den Schirmelektroden nicht relevant, da diese separat getrieben werden und nicht hochohmig sind.
 
 Tabelle \ref{table:shielding_capacitances} zeigt, dass die nun berechneten gesamten
-Parallelkapazitäten ($C_\mathrm{r,p} + C_\mathrm{r,sp} = C_\mathrm{p}$) wesentlich
-geringer sind als diejenigen ohne Abschirmung (Vergleich $C_\mathrm{p}$ in Tabelle \ref{table:shielding_capacitances} 
-mit Tabelle \ref{table:para_r_cf}). Dies wird ebenfalls durch eine erneute Ladungsberechnung
+Parallelkapazitäten ($C_\mathrm{r,p} + C_\mathrm{r,sp}$) wesentlich
+geringer sind als diejenigen ohne Abschirmung. Dies wird ebenfalls durch eine erneute Ladungsberechnung
 mit der in Abbildung \ref{fig:d_field_probe_all} aufgezeigten Integrationsflächen bestätigt, dessen Ergebnisse in 
 Tabelle \ref{table:shielding_charges} dargestellt sind.
-Sowohl die vom Kern als auch die im PCB verursachten Ladungen wurden verringert, was darauf schließen
+Sowohl die vom Kern als auch die im PCB Verursachten Ladungen wurden verringert, was darauf schließen
 lässt, dass die Abschirmungselektroden einen größeren Einfluss haben als erwartet.
 Abbildung \ref{fig:shielding_d_field} zeigt die Schnittbilder der D-Felder mit Abschirmungselektroden auf.
 
@@ -481,12 +399,12 @@ Abbildung \ref{fig:shielding_d_field} zeigt die Schnittbilder der D-Felder mit A
 \begin{table}[hbp]
     \centering
     \caption{\label{table:shielding_capacitances}Parasitäre Kapazitäten mit Abschirmungselektroden}
-    \begin{tabular}{ |c|c|c|c|c|c| }
+    \begin{tabular}{ |c|c|c|c|c| }
         \hline
-        Typ & $C_\mathrm{r,p}$ & $C_\mathrm{r,sp}$ & $C_\mathrm{r,s}$ & $C_\mathrm{r,g}$ & $C_\mathrm{p}$ \\
+        Typ & $C_\mathrm{r,p}$ & $C_\mathrm{r,sp}$ & $C_\mathrm{r,s}$ & $C_\mathrm{r,g}$ \\
         \hline
-        1206 & $\SI{5.64}{\femto\farad}$ & $\SI{28.16}{\femto\farad}$ & $\SI{194.25}{\femto\farad}$ & $\SI{17.71}{\femto\farad}$ & $\SI{33.8}{\femto\farad}$ \\
-        Flipchip & $\SI{3.51}{\femto\farad}$ & $\SI{23.39}{\femto\farad}$ & $\SI{183.53}{\femto\farad}$ & $\SI{15.99}{\femto\farad}$ & $\SI{26.9}{\femto\farad}$ \\
+        1206 & $\SI{5.64}{\femto\farad}$ & $\SI{28.16}{\femto\farad}$ & $\SI{194.25}{\femto\farad}$ & $\SI{17.71}{\femto\farad}$ \\
+        Flipchip & $\SI{3.51}{\femto\farad}$ & $\SI{23.39}{\femto\farad}$ & $\SI{183.53}{\femto\farad}$ & $\SI{15.99}{\femto\farad}$ \\
         \hline
     \end{tabular}
 \end{table}
@@ -531,9 +449,9 @@ Bandbreite zu vermeiden.
 Mit der verringerten Parallelkapazität lassen sich somit größere Widerstände verwenden. Die erneut berechneten
 Grenzwerte sind in Tabelle \ref{table:para_rshield_max} aufgelistet.
 
-\begin{table}[ht]
+\begin{table}[hb]
     \centering
-    \caption{\label{table:para_rshield_max}Obere Grenzwerte der Widerstandsauswahl mit Abschirmelektroden}
+    \caption{\label{table:para_rshield_max}Obere Grenzwerte der Widerstandsauswahl mit Abschrimung}
     \begin{tabular}{ |c|r| }
         \hline
         Typ & Grenzwert \\
@@ -544,56 +462,42 @@ Grenzwerte sind in Tabelle \ref{table:para_rshield_max} aufgelistet.
     \end{tabular}
 \end{table}
 
-\FloatBarrier
-
 Da die berechneten Werte noch nicht der in Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} festgelegten
 Verstärkung entsprechen, werden zusätzlich noch andere Möglichkeiten zur Verringerung der
-Parallelkapazität hinzugezogen.
+Parallelkapazität hinzu gezogen.
 Eine dieser Möglichkeiten ist die Nutzung mehrerer Widerstände in Reihenschaltung.
-Gleichungen \ref{eqn:r_series_calc} und \ref{eqn:c_series_calc} beschreiben, wie
-sich Gesamtwiderstand und -Kapazität bei Serienschaltung verhalten.
+Hierdurch wird der effektive Widerstand der Gesamtschaltung erhöht und die Parallelkapazität
+verringert, entsprechend:
 
 \begin{eqnarray}
-    R_\mathrm{tot} & = & \sum_{i=1}^{n}{R_i} \label{eqn:r_series_calc}\\
-    C_\mathrm{tot} & = & \left(\sum_{i=1}^{n}{\frac{1}{C_i}} \right)^{-1}\label{eqn:c_series_calc}
+    R_\mathrm{tot} & = & \sum_{i=1}^{n}{R_i} \\
+    C_\mathrm{tot} & = & \left(\sum_{i=1}^{n}{\frac{1}{C_i}} \right)^{-1}
 \end{eqnarray}
 
-Mit der in Kapitel \ref{chap:r_para_calculations} genutzten Formel zur Berechnung
-der Grenzfrequenz der RC-Schaltung kann nun die Grenzfrequenz der Serienschaltung
-mehrerer Widerstände berechnet werden. 
+Und mit einer Vereinfachung, dass alle Widerstände gleich gewählt sind, ergibt sich:
+
+\begin{eqnarray}
+    R_\mathrm{tot} & = & R\cdot n \\
+    C_\mathrm{tot} & = & \frac{C}{n} \\
+    f_\mathrm{c,tot} & = & 2\pi\cdot \left(R_\mathrm{tot}\cdot C_{tot}\right)^{-1} \\
+    f_\mathrm{c,tot} & = & 2\pi\cdot \left(Rn \cdot \frac{C}{n}\right)^{-1} \\
+    f_\mathrm{c,tot} & = & 2\pi\cdot \left(R\cdot C\right)^{-1}\label{eqn:r_series_frequency}
+\end{eqnarray}
 
-Hierfür werden $R_\mathrm{tot}$ und 
-$C_\mathrm{tot}$ in Gleichung \ref{eqn:rc_frequency} eingesetzt. Zusätzlich wird
-vereinfacht davon ausgegangen, dass alle Widerstände gleich gewählt sind, wodurch
-sich der totale Widerstand und die Kapazität entsprechend Gleichungen
-\ref{eqn:series_r_rc_rsum} und \ref{eqn:series_r_rc_csum} berechnen lassen.
-Gleichung \ref{eqn:r_series_frequency} beschreibt die Grenzfrequenz
-der Reihenschaltung der Widerstände.
 Aus Gleichung \ref{eqn:r_series_frequency} lässt sich erschließen, dass die Grenzfrequenz
 der Gesamtschaltung der Grenzfrequenz eines einzelnen Widerstandes entspricht.
 Dies bedeutet, dass bei Auswahl eines geeigneten Einzelwiderstandes eine beliebig hohe 
-Gesamtimpedanz bei gleicher Bandbreite erreichbar ist.
-
-\begin{eqnarray}
-    R_\mathrm{tot} & = & n\cdot R \label{eqn:series_r_rc_rsum}\\
-    C_\mathrm{tot} & = & \frac{C}{n} \label{eqn:series_r_rc_csum}\\
-    f_\mathrm{3 db,tot} & = & \frac{1}{2\pi\cdot R_\mathrm{tot}\cdot C_{tot}} \\
-    f_\mathrm{3 db,tot} & = & \frac{1}{2\pi\cdot nR \cdot \frac{C}{n}} \\
-    f_\mathrm{3 db,tot} & = & \frac{1}{2\pi\cdot R\cdot C}\label{eqn:r_series_frequency}
-\end{eqnarray}
-
-
+Gesamtimpedanz bei gleicher Bandbreite kreiert werden kann.
 Zu beachten ist jedoch, dass die einzelnen Zweige dieser Widerstandsschaltung
 hochimpedante und somit empfindliche Potentiale darstellen. 
-Parasitäre Kapazitäten wie z.~B. Streukapazitäten,
-wie diejenigen in Tabelle \ref{table:shielding_capacitances} dargestellt,
+Parasitäre Kapazitäten z.B. zu Erde, wie diejenigen in Tabelle \ref{table:shielding_capacitances} dargestellt,
 können an diesen Potentialen ebenfalls die Bandbreite beeinflussen.
 Mithilfe einer weiteren Simulation wird der Einfluss der Kapazitäten zu Erde untersucht.
 Abbildung \ref{fig:r_series_para_sim} zeigt die verwendete Schaltung auf; die Ergebnisse dieser sind 
 in Abbildung \ref{fig:r_series_para_results} aufgezeigt. Varriert wird hierbei die Größe der einzelnen
 Kapazitäten zur Erde hin.
 
-\begin{figure}[htb!]
+\begin{figure}[hb!]
     \centering
     \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/r_series/series_noshield.png}
     \caption{\label{fig:r_series_para_sim}Aufbau der Simulation zur 
@@ -604,25 +508,25 @@ Kapazitäten zur Erde hin.
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Rf_series_noshield.png}
     \caption[Ergebnisse der Simulation des
-    Einflusses der parasitären Streukapazität]{\label{fig:r_series_para_results}Ergebnisse der Simulation des
-        Einflusses der parasitären Streukapazität. Zu erkennen ist die starke Überhöhung der 
-        Übertragungsfunktion des TIVs, verursacht durch eine zu hohe Streukapazität im
+    Einflusses der parasitären Erdkapazität]{\label{fig:r_series_para_results}Ergebnisse der Simulation des
+        Einflusses der parasitären Erdkapazität. Zu erkennen ist die starke Überhöhung der 
+        Übertragungsfunktion des TIVs, verursacht durch eine zu hohe Erdkapazität im
         Rückkoppelpfad.}
 \end{figure}
 
-\FloatBarrier
-
 Deutlich zu erkennen ist eine starke Überhöhung der Bandbreite der Schaltung bei steigenden
 parasitären Kapazitäten, welche auf eine Instabilität der Schaltung hinweisen. Eine Verringerung der
 Kapazität zur Erde ist somit notwendig zum Erhalt der Stabilität bei Nutzung einer Reihenschaltung
 von Widerständen.
 
-Hierfür können die im vorherigen Abschnitt beschriebenen Abschirmungselektroden genutzt werden.
+\FloatBarrier
+
+Hierfür können die im vorherigen Teil beschriebenen Abschirmungselektroden genutzt werden.
 Werden diese Elektroden über einen Widerstandsteiler auf die gleichen Potentiale wie die hochimpedanten
 Widerstandszweige gelegt, so fließt kein Strom durch die parasitären Kapazitäten zur Abschirmung und 
 die Bandbreite wird nicht angehoben.
 Dies wird über eine weitere Simulation (Abbildung \ref{fig:r_series_para_comp_sim}) bestätigt.
-Abbildung \ref{fig:r_series_para_comp_results} zeigt die simulierten Bandbreiten bei variierter
+Abbildung \ref{fig:r_series_para_comp_results} zeigt die berechneten Bandbreiten bei variierter
 Kapazität auf. Deutlich zu erkennen ist eine wesentlich flachere Bandbreite bei größerer
 Abschirmkapazität und eine Verminderung bis hin zur kompletten Vermeidung einer Überhöhung.
 Es ist zu vermuten dass eine zu hohe Abschirmkapazität auch Rauschen in die Schaltung mit
@@ -631,7 +535,7 @@ jedoch in einer Simulation schwer zu belegen, da die parasitären Rauscheffekte
 einer realen Schaltung nicht einfach zu simulieren sind.
 
 
-\begin{figure}[htb!]
+\begin{figure}[hbt!]
     \centering
     \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/r_series/series_shielded.png}
     \caption[Aufbau der Simulation zur 
@@ -639,27 +543,27 @@ einer realen Schaltung nicht einfach zu simulieren sind.
         Analyse des Effektes der Schirmungskapazitäten auf eine Widerstands-Serienschaltung.}
 \end{figure}
 
-\begin{figure}[htb!]
+\begin{figure}[hbt!]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Rf_series_shielded.png}
     \caption[Ergebnisse der Simulation 
     zur Analyse der Auswirkungen der Abschirmkapazitäten]{
         \label{fig:r_series_para_comp_results}Ergebnisse der Simulation 
-        zur Analyse der Auswirkungen der Abschirmkapazitäten. Zu erkennen 
-        ist, dass eine zu kleine Abschirmung der Streukapazität nicht entgegen wirken
+        zur Analyse der Auswirkungen der Abschirmkapazitäten. Zu erkennnen 
+        ist, dass eine zu kleine Abschirmung der Erdkapazität nicht entgegen wirken
         kann. Eine höhere Abschirmkapazität scheint die Bandbreite stabiler zu halten.}
 \end{figure}
 
 
-\clearpage
+\FloatBarrier
+\newpage
 
 \subsection{Effekte des OpAmp}
 \label{chap:effects_opamp}
 
-Dieser Abschnitt befasst sich nun mit den Effekte des OpAmp.
+Dieser Abschnitt geht nun genauer auf die Effekte des OpAmp ein.
 Als zentrales aktives Bauteil besitzt der OpAmp einen maßgeblichen Einfluss auf die Schaltung
-und eine korrekte Auswahl ist notwendig um die in Kapitel
-\ref{chap:tia_design_goals} festgelegten Zielparameter zu erreichen.
+und eine korrekte Auswahl ist notwendig um die festgelegten Zielparameter erreichen zu können.
 Dieser Auswahlprozess wird hier dargelegt.
 
 \subsubsection{Limitierungen der Verstärkung}
@@ -669,39 +573,37 @@ Wie bereits in Kapitel \ref{chap:basics_opamp} beschrieben, sind zwei der zentra
 OpAmp seine offene Verstärkung sowie sein GBWP.
 Diese Parameter legen fest, welche Bandbreite bei gegebener Verstärkung erreichbar ist.
 Die mathematische Berechnung dieser Grenzwerte ist durch den hohen Einfluss parasitärer Effekte 
-wiez.~B. der Eingangskapazität der Schaltung nur schwer zu erreichen.
+wie z.B. der Eingangskapazität der Schaltung nur schwer zu erreichen.
 Aus diesem Grund werden die benötigten Parameter 
 mithilfe einer Simulation in der Software ``LTSpice'' berechnet, welche
 den Aufbau und die Simulation von elektrischen Schaltungen ermöglicht.
 
 Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_circuit} zeigt den in LTSpice erstellten Schaltkreis.
-Hierbei werden optimistischere Werte für parasitäre Effekte wie
-die Rückkoppelkapazitäten gewählt, welche
-nicht vom OpAmp verursacht werden. Hierdurch ist sichergestellt dass die parasitären
-Effekte des OpAmp selbst in der Simulation dominierend sind.
-Ein Rückkoppelwiderstand von $\SI{1}{\giga\ohm}$ wird entsprechend
-des gewählten Zielwertes gewählt.
+Hierbei werden optimistische Werte für parasitäre Eigenschaften verwendet.
+Diese dürfen nicht vernachlässigt werden, da sie ebenfalls auf die Transferfunktion des OpAmp
+Einfluss nehmen können, die optimistische Wahl gibt jedoch genug Freiraum für varianzen im 
+späteren aufgebauten Schaltkreis.
+Ein Rückkoppelwiderstand von $\SI{1}{\giga\ohm}$ wird als realistischer Zielwert der Gesamtverstärkung
+der Schaltung gewählt.
 
 \begin{figure}[h]
     \centering
     \includegraphics[width=0.6\linewidth]{entwicklung/opamp/opamp_gbwp.png}
-    \caption[LTSpice-Schaltkreis zur Simulation der OpAmp-Übertragungsfunktion]{
-        \label{fig:opamp_gbwp_circuit}LTSpice-Schaltkreis zur Simulation der OpAmp-Übertragungsfunktion.
-    }
+    \caption{\label{fig:opamp_gbwp_circuit}LTSpice-Schaltkreis zur Simulation der OpAmp-Transferfunktion.}
 \end{figure}
 
 \FloatBarrier
 
 Die Stromquelle I1 wird als Stimulus-Eingang genutzt
 und gibt ein Signal von $\SI{1}{\nano\ampere}$ aus. Eine parasitäre Eingangskapazität
-von $\SI{10}{\pico\farad}$ wird als beispielhafter 
-Wert der Eingangskapazität von OpAmp, PCB und Eingangsbuchse gewählt.
+von $\SI{10}{\pico\farad}$ wird entsprechend Erfahrungswerten\todo{rewrite}
+bestehender Schaltkreise gewählt.
 Die parasitäre Parallelkapazität C1 wird auf $\SI{3}{\femto\farad}$ als absolutes Minimum 
 der in Kapitel \ref{chap:r_para_calculations} berechneten Kapazitäten gesetzt.
 Gemessen wird die Ausgangsspannung des Verstärkers U1.
 
 In einem ersten Versuch wird die Eingangsfrequenz von $\SI{1}{\hertz}$
-bis $\SI{1}{\mega\hertz}$ variiert und die Ausgangsamplitude vermessen.
+bis $\SI{1}{\mega\hertz}$ varriiert und die Ausgangsamplitude vermessen.
 Verschiedene Kurven bei verändertem GBWP werden aufgezeichnet.
 Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_results} zeigt die Ergebnisse dieser Simulation auf.
 
@@ -709,9 +611,9 @@ Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_results} zeigt die Ergebnisse dieser Simulation au
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/DesignEstimate/OpAmp_GBWP_Sweep.png}
     \caption[Darstellung der Auswirkung eines variierten OpAmp GBWP
-    auf die Bandbreite und Stabilität der simulierten TIV-Schaltung]{\label{fig:opamp_gbwp_results}
+    auf die Bandbreite und stabilität der simulierten TIV-Schaltung]{\label{fig:opamp_gbwp_results}
         Darstellung der Auswirkung eines variierten OpAmp GBWP
-        auf die Bandbreite und Stabilität der simulierten TIV-Schaltung.
+        auf die Bandbreite und stabilität der simulierten TIV-Schaltung.
         Zu erkennen ist der Einfluss des GBWP auf sowohl die Bandbreite 
         als auch die Stabilität des Verstärkers, wobei 
         zu kleine GBWP-Werte instabiler werden.}
@@ -723,15 +625,15 @@ Deutlich zu erkennen ist die Limitierung der Bandbreite durch den OpAmp. Bei ein
 von $\SI{1}{\mega\hertz}$ ist die Bandbreite des Gesamtsystems auf circa 
 $\SI{6}{\kilo\hertz}$ begrenzt, bei $\SI{100}{\mega\hertz}$ auf etwa
 $\SI{56}{\kilo\hertz}$.
-Ebenfalls zu erkennen ist einer Überhöhung der Übertragungsfunktion in den Fällen, in welchen
+Ebenfalls zu erkennen ist einer Überhöhung der Transferfunktion in den Fällen, in welchen
 die Bandbreite durch den OpAmp limitiert wird. Diese Überhöhung lässt auf eine Resonanz schließen,
 welche somit die Stabilität des Systems beeinflusst.
 Eine solche Überhöhung muss vermieden werden, um Oszillationen sowie übermäßiges Rauschen zu vermeiden.
 Ab dem $\SI{1}{\giga\hertz}$ GBWP-OpAmp ist keine solche Überhöhung zu sehen,
 die Bandbreite ist hier überwiegend durch den Rückkoppelwiderstand begrenzt und das System ist stabil.
-Die Reduktion der -3~dB-Bandbreite, welche in Tabelle \ref{table:opamp_gbwp_results} ab 
+Die Reduktion der -3dB-Bandbreite, welche in Tabelle \ref{table:opamp_gbwp_results} ab 
 $\SI{316.22}{\mega\hertz}$ zu sehen ist, ist durch die Resonanz zu erklären.
-Diese zieht die Übertragungsfunktion nach oben und verschärft den Abfall, wodurch die -3~dB-Frequenz
+Diese zieht die Transferfunktion nach oben und verschärft den Abfall, wodurch die -3dB-Frequenz
 nach oben gezogen wird.
 
 \begin{table}[ht]
@@ -739,7 +641,7 @@ nach oben gezogen wird.
     \caption{\label{table:opamp_gbwp_results}Aus der Simulation bestimmte Bandbreiten der OpAmps bei variiertem GBWP}
     \begin{tabular}{ |r|r|r| }
         \hline
-        GBWP & -3~dB Punk & Überhöhung \\
+        GBWP & -3dB Punk & Überhöhung \\
         \hline
         $\SI{1.00}{\mega\hertz}$ & $\SI{6.00}{\kilo\hertz}$ & $\SI{22.03}{\decibel}$ \\
         $\SI{3.16}{\mega\hertz}$ & $\SI{10.96}{\kilo\hertz}$ & $\SI{17.01}{\decibel}$ \\
@@ -754,12 +656,14 @@ nach oben gezogen wird.
     \end{tabular}
 \end{table}
 
+\FloatBarrier
+
 Zur Erfassung der benötigten offenen Verstärkung des OpAmp wird die LTSpice Simulation aus
 Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_circuit} erneut genutzt. Nun wird jedoch nicht das GBWP des OpAmp
 variiert, sondern die offene Verstärkung. Abbildung \ref{fig:opamp_aol_sweep_2}
 zeigt die Simulationsergebnisse auf.
 
-\begin{figure}[ht]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Aol_Sweep.png}
     \caption[Darstellung des Einflusses der offenen Verstärkung
@@ -773,33 +677,18 @@ zeigt die Simulationsergebnisse auf.
 Wie beim GBWP
 ist hier ein starker Einfluss auf die Bandbreite zu erkennen, wenn die offene Verstärkung 
 zu gering gewählt ist. So bricht die Bandbreite bereits ab einer Verstärkung von unter 10 000
-ein, wobei keine Überhöhung oder Instabilität ersichtlich ist.
-Ungleich des GBWP ist eine solche Limitierung durch eine zu kleine offene 
-Verstärkung nicht nachteilig für die Stabilität der Schaltung.
+ein.
+Es ist jedoch keine Überhöhung oder Instabilität zu erkennen.
+Ungleich des GBWP ist so eine Begrenzung der Bandbreite durch eine zu kleine offene 
+Verstärkung nicht detrimental für die Stabilität der Schaltung. Lediglich die Bandbreite
+selbst muss beachtet werden.
 
-\FloatBarrier
-
-Um sicherzustellen dass die Stabilität der Schaltung auch bei variierenden parasitären Effekten gegeben ist,
+Um sicher zu stellen dass die Stabilität der Schaltung auch bei variierenden parasitären Effekten gegeben ist,
 werden Simulationen mit variablem C1 und Cin (siehe Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_circuit}) durchgeführt.
 Die Ergebnisse hiervon sind in Abbildungen \ref{fig:opamp_gbwp_variation_result_1} und
 \ref{fig:opamp_gbwp_variation_result_2} dargestellt.
 
-Zu erkennen ist, dass die Rückkoppelkapazitäten $C_1$ keinen Einfluss auf die Stabilität haben und lediglich die Bandbreite
-begrenzen, wie bereits in Kapitel \ref{chap:basics_parasitics} beschrieben wurde.
-Die Eingangskapazität $C_\mathrm{in}$ jedoch scheint äquivalent zu einer Variation des GBWP zu sein, wobei eine größere Kapazität
-die Bandbreite verringert und die Stabilität negativ beeinflusst.
-Bei der Schaltungsauslegung muss somit genügend Marge bei der GBWP-Auswahl gelassen werden, um bei höher als 
-erwartetem $C_\mathrm{in}$ stabil zu bleiben.
-
-Zusammengefasst ist die OpAmp-Bandbreite ein wichtiger Faktor der Schaltung.
-Ein zu klein gewähltes GBWP begrenzt sowohl die Bandbreite des Schaltkreises und kann zudem zu 
-Instabilitäten führen. Eine zu klein gewählte offene Verstärkung kann ebenfalls zur Begrenzung 
-der Bandbreite führen, jedoch ohne hierbei die Stabilität zu gefährden.
-Aus den Simulationen wird geschlossen, dass ein Mindest-GBWP von $\SI{1}{\giga\hertz}$
-notwendig ist, um stabil zu bleiben und die Bandbreite zu erhalten, wobei ein größeres GBWP vorteilhaft erscheint.
-Eine minimale offene Verstärkung von circa 10 000 ist notwendig, um die Bandbreite nicht zu beeinflussen.
-
-\begin{figure}[H]
+\begin{figure}[htb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Cin_Sweep.png}
     \caption[Ergebnisse der Simulation eines idealen
@@ -812,7 +701,7 @@ Eine minimale offene Verstärkung von circa 10 000 ist notwendig, um die Bandbre
     }
 \end{figure}
 
-\begin{figure}[H]
+\begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Cfp_Sweep.png}
     \caption[Ergebnisse der Simulation eines idealen
@@ -823,14 +712,27 @@ Eine minimale offene Verstärkung von circa 10 000 ist notwendig, um die Bandbre
         Kapazität.}
 \end{figure}
 
-\clearpage
+Zu erkennen ist, dass die Rückkoppelkapazitäten $C_1$ keinen Einfluss auf die Stabilität haben, und lediglich die Bandbreite
+begrenzen, wie bereits in Kapitel \ref{chap:basics_parasitics} beschrieben wurde.
+Die Eingangskapazität $C_\mathrm{in}$ jedoch schein äquivalent zu einer Variation des GBWP zu sein, wobei eine größere Kapazität
+die Bandbreite verringert und die Stabilität negativ beeinflusst.
+Bei der Schaltungsauslegung muss somit genügend Marge bei der GBWP-Auswahl gelassen werden, um bei höher als 
+erwartetem $C_\mathrm{in}$ stabil zu bleiben.
+
+Zusammengefasst ist die OpAmp-Bandbreite ein wichtiger Faktor der Schaltung.
+Ein zu klein gewähltes GBWP begrenzt sowohl die Bandbreite des Schaltkreises und kann zudem zu 
+Instabilitäten führen. Eine zu klein gewählte offene Verstärkung kann ebenfalls zur Begrenzung 
+der Bandbreite führen, jedoch ohne hierbei die Stabilität zu gefährden.
+Aus den Simulationen wird geschlossen, dass ein Mindest-GBWP von $\SI{1}{\giga\hertz}$
+notwendig ist, um stabil zu bleiben und die Bandbreite zu erhalten, wobei ein größeres GBWP vorteilhaft erscheint.
+Eine minimale offene Verstärkung von circa 10 000 ist notwendig, um die Bandbreite nicht zu beeinflussen.
 
 \subsubsection{Verbesserung der OpAmp Bandbreite}
 
 Wie im vorherigen Kapitel beschrieben, ist eine höhere Bandbreite des OpAmp notwendig, 
 um die Schaltung stabil betreiben zu können. Die berechneten Parameter sind jedoch
 nicht mit allen OpAmps erreichbar.
-Um eine größere Auswahl von OpAmps zu ermöglichen, wird nun untersucht, ob eine Erhöhung der
+Um eine größere Auswahl von OpAmps zu ermöglichen wird nun untersucht, ob eine Erhöhung der
 effektiven Bandbreite möglich ist.
 
 Da die Bandbreite eines einzelnen OpAmp durch seinen internen Aufbau limitiert ist, kann
@@ -849,18 +751,18 @@ Hierfür werden zwei Möglichkeiten erprobt:
         stabil designt werden kann und alle Stufen außer die erste Stufe als reguläre
         Verstärker, nicht als TIV, ausgelegt werden können.
         
-        Nachteilhaft ist, dass die Fehler der OpAmps, vor allem
-        der Eingangs-Offset, zusammen addiert werden, und
-        somit die Präzision verringern.
+        Nachteilhaft sind die akkumulierenden Fehler der OpAmps, welche mit jeder 
+        zusätzlichen Stufe anwachsen.
 
     \item[b)] \textbf{Eine Komposit-Schaltung von OpAmps:}
         Anstelle einzelne Stufen hintereinander zu schalten ist es ebenso möglich,
-        mehrere OpAmps zu einem Gesamtverstärker mit insgesamt höherer Bandbreite zu verschalten
-        \cite[S.S. 332]{Horowitz:1981307}.
+        mehrere OpAmps zu einem Gesamtverstärker mit insgesamt höherer Bandbreite zu verschalten.\todo{
+            Find a citation for this?
+        }
 
         Vorteilhaft ist die insgesamt höhere Präzision, da der Feedback-Pfad des gesamten
         Systems über alle OpAmps geschaltet ist.
-        Nachteilhaft ist hierbei die komplexere Schaltung und die Notwendigkeit der Stabilität 
+        Nachteilhaft ist hierbei die komplexere Schaltung, und die Notwendigkeit der Stabilität 
         durch vorsichtiges Balancieren der Stufen.
         Ein beispielhafter Schaltkreis ist in Abbildung \ref{fig:opamp_gbwp_increase_schematics}
         dargestellt.
@@ -889,20 +791,19 @@ Die Arbeitsweise dieser Verschaltung ist wie folgt:
         TIV-Eingangsstrom und Masse generiert wird.
 
     \item Die Ausgangsspannung von U1 wird durch OpAmp U2 weiter verstärkt.
-        U2 besitzt hierbei eine feste Verstärkung, welche durch den Widerstandsteiler R1/R2
+        U2 besitzt hierbei eine feste Verstärkung, welche durch den Widerstandsteiler Rx/Rx
         festgelegt wird.
     \item Der Ausgang von U2 wird über den Rückkoppelwiderstand an den TIV Ausgang angelegt.
         Hierdurch wird die Verstärkerschleife geschlossen.
     \item U1 regelt nun seinen eigenen Ausgang so, dass der Ausgang von U2 die
-        Eingangsspannung ausgleicht.\\
-        Da U2 eine festgelegte Verstärkung besitzt,
-        übernimmt U1 zwangsweise die verbliebene Verstärkung, d.~h. $R_f / A_\mathrm{U2}$.
+        Eingangsspannung ausgleicht. Da U2 eine festgelegte Verstärkung besitzt,
+        übernimmt U1 zwangsweise die verbliebene Verstärkung, d.h. $R_f / A_\mathrm{U2}$.
 \end{enumerate}
 
 
 
 Durch korrekte Auswahl von U1, U2 und der Verteilung der Verstärkung zwischen den OpAmps können
-so die Vorteile verschiedener OpAmps kombiniert werden. Es kannz.~B. ein sensitiver und präziser
+so die Vorteile verschiedener OpAmps kombiniert werden. Es kann z.B. ein sensitiver und präziser
 aber langsamer OpAmp in der ersten Stufe mit kleinerer Verstärkung betrieben werden und ein
 wesentlich schnellerer OpAmp in der zweiten Stufe die Gesamtverstärkung des Systems liefern.
 
@@ -918,7 +819,7 @@ zu einer nutzbaren Gesamtverstärkung führen kann. Der Aufbau der LTSpice-Simul
 ist in Abbildung \ref{fig:opamp_cascade_ltspice} dargestellt, während
 die Ergebnisse der Simulation in Abbildung \ref{fig:opamp_analysis_stage_sweep} 
 visualisiert sind. In der Simulation wird die Verstärkung der zweiten
-Stufe durch Änderung der Widerstände variiert.
+Stufe durch setzen der Widerstände variiert.
 
 \begin{figure}[h]
     \centering
@@ -943,7 +844,7 @@ Stufe durch Änderung der Widerstände variiert.
 Deutlich zu erkennen sind zwei Effekte.
 Bei zu geringer Verstärkung in der zweiten Stufe (und somit zu hoher Verstärkung in der ersten)
 ist die Bandbreite durch den ersten OpAmp limitiert. Bei zu hoher Verstärkung in der zweiten Stufe
-scheint eine Instabilität aufzutreten. Es scheint jedoch einen nutzbaren Bereich zu geben,
+scheint eine Instabilität auf zu treten. Es scheint jedoch einen nutzbaren Bereich zu geben,
 in welchem eine nutzbare Bandbreite ohne Instabilitäten erreicht wird.
 
 \FloatBarrier
@@ -969,17 +870,14 @@ Am Eingang des TIVs interagiert dieses Rauschen mit der parasitären Eingangskap
 somit als zusätzliches Stromrauschen, entsprechend der Formel $I = U \cdot 2\pi f \cdot C$.
 Dieses Rauschen steigt somit sowohl mit größerer Eingangskapazität, als auch mit der Frequenz.
 
-Mithilfe einer LTSpice-Simulation wird dieses Rauschverhalten genauer charakterisiert.\\
+Mithilfe einer LTSpice-Simulation wird dieses Rauschverhalten genauer charakterisiert.
 Hierbei wird die in Abbildung \ref{fig:opamp_vin_noise_schematic} dargestellte Schaltung verwendet.
-Als OpAmp wird dabei der LTC6268-10 gewählt.
-Dieser OpAmp eignet sich durch sein hohes GBWP und geringe Leckströme gut
-für einen TIV, und wird aus diesem Grund als vorerste Auswahl eines beispielhaften
-OpAmps für die Simulationen genutzt.
+Als OpAmp wird dabei der LTC6268-10 gewählt. Dies ist ein kommerziell erhältlicher OpAmp mit 
+genügend GBWP und kleinen Eingangsleckströmen, um als TIV nutzbar zu sein.
 
 \begin{figure}[ht]
     \centering
-    \includegraphics[width=0.7\textwidth,clip,trim={0cm 0cm 15cm 0cm}]
-    {entwicklung/opamp/opamp_ltspice_noise.jpg}
+    \includegraphics[width=0.8\textwidth]{entwicklung/opamp/opamp_ltspice_noise.jpg}
     \caption[Schaltkreis der LTSpice-Simulation zur 
     Bestimmung OpAmp-Rauschens]{
         \label{fig:opamp_vin_noise_schematic}Schaltkreis der LTSpice-Simulation zur 
@@ -987,35 +885,29 @@ OpAmps für die Simulationen genutzt.
 \end{figure}
 
 Variiert werden $C_\mathrm{in}$ sowie $R_\mathrm{f}$, um die Auswirkungen dieser Parameter
-betrachten zu können. Hierbei wird das Rauschen eingangsbezogen gemessen, d.~h. die Ausgangsspannung
+betrachten zu können. Hierbei wird das Rauschen eingangsbezogen gemessen, d.h. die Ausgangsspannung
 wird durch $R_\mathrm{f}$ dividiert, um den Eingangsstrom zu erhalten. Hierdurch lassen sich die
 Simulationswerte besser vergleichen. Die Ergebnisse sind in Abbildungen \ref{fig:opamp_vin_noise_rf}
 und \ref{fig:opamp_vin_noise_cin} dargestellt.
 
 \FloatBarrier
 
-\begin{figure}[H]
+\begin{figure}[ht]
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_LTC_Rf_Sweep_Noise.png}
     \caption[Rauschen in Abhängigkeit von $R_\mathrm{f}$]{
         \label{fig:opamp_vin_noise_rf}Rauschen in Abhängigkeit von $R_\mathrm{f}$.
         Zu erkennen ist die Abhängigkeit der gesamten Rauschamplitude
-        vom Widerstand. Die Form des Rauschens entsteht durch drei Effekte.
-        Im unteren Frequenzbereich ist das Spannungsrausches des OpAmp der
-        dominierende Effekt, welches bei steigender Frequenz abfällt.
-        Das Plateu ist überwiegend durch das thermische Rauschen
-        des Widerstandes bestimmt. Der Anstieg des Rauschens in höheren
-        Frequenzen entsteht durch das Stromrauschen, welches
-        proportional zur Frequenz wächst.}
+        vom Widerstand.}
 \end{figure}
 
-\begin{figure}[H]
+\begin{figure}[ht]
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_LTC_Cin_Sweep_Noise.png}
     \caption{\label{fig:opamp_vin_noise_cin}Rauschen in Abhängigkeit von $C_\mathrm{in}$}
 \end{figure}
 
 Deutlich zu erkennen ist eine starke Abhängigkeit des Rauschens von beiden Parametern.
 Die Eingangskapazität hat hierbei eine merkliche Auswirkung auf den frequenzabhängigen
-Teil des Rauschens, welcher ab circa $\SI{100}{\hertz}$ bis $\SI{10}{\kilo\hertz}$
+Teil des Rauschens, welcher ab ca. $\SI{100}{\hertz}$ bis $\SI{10}{\kilo\hertz}$
 anfängt zu dominieren.
 Bereits eine Kapazität von $\SI{10}{\pico\farad}$ erhöht das Rauschniveau merklich.
 Da die parasitäre Eingangskapazität stark vom physikalischen Schaltungsaufbau abhängig ist,

TeX/Kapitel/Auslegung/Schaltungsdesign.tex

@@ -7,9 +7,6 @@ vorherigen Kapitel ermittelten parasitären Effekten und Kompensationsmöglichke
 konkrete Bauteile für die Konstruktion eines ersten TIV verglichen und ausgewählt. Hiernach 
 wird die Schaltung des TIVs ausgelegt und dessen Funktionsweise erläutert.
 
-Für das Schaltungsdesign wird hierbei das Programm {\em Altium Designer} genutzt,
-welches ein komerziell erhältliches Platinendesigntool ist. 
-
 \subsection{Auslegung des TIV}
 
 \subsubsection{OpAmp Auswahl}
@@ -27,9 +24,8 @@ Zusammengefasst sind folgende Parameter von Bedeutung:
         Messung von Signalen im $\SI{1}{\nano\ampere}$-Bereich gewollt ist,
         sollte der Leckstrom höchstens wenige $\SI{}{\pico\ampere}$ betragen, um
         die Messung nicht zu beeinflussen.
-    \item Hohes GBWP und Verstärkung.
-        Entsprechend Kapitel \ref{chap:basics_opamp} ist eine hohe Verstärkerbandbreite notwendig, um bei
-       den hohen Verstärkungen des TIV stabil zu bleiben.
+    \item Hohes GBWP. Eine hohe Verstärkerbandbreite ist notwendig, um bei
+       den hohen Verstärkungen des TIV stabil zu bleiben (siehe Kapitel \ref{chap:basics_opamp})
     \item Niedriges Rauschen. Da das OpAmp-Spannungsrauschen mit der Eingangskapazität
        interagiert, ist ein geringes Rauschen ein wichtiger Auswahlfaktor (siehe Kapitel \ref{chap:opamp_noise}).
 \end{itemize}
@@ -40,23 +36,24 @@ zusammen mit einigen ihrer Parameter auf.
 
 \begin{table}[h]
     \centering
-    \caption{\label{table:select_opamp_parameters}Parameter der ausgewählten OpAmps}
+    \caption{\label{table:select_opamp_parameters}Parameter der Ausgewählten OpAmps}
     \begin{tabular}{ |l|r|r|r| }
         \hline
-        OpAmp & Leckstrom & GBWP & Spannungsrauschen @ $\SI{10}{\kilo\hertz}$ \\
+        OpAmp & Leckstrom & GBWP & Spannungsauschen @ $\SI{10}{\kilo\hertz}$ \\
         \hline
-        ADA4530    \cite{DatasheetADA4530}   & $\SI{20}{\femto\ampere}$ & $\SI{2}{\mega\hertz}$ & $\SI{14}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$ \\
-        ADA4817    \cite{DatasheetADA4817}   & $\SI{2}{\pico\ampere}$ & $\SI{400}{\mega\hertz}$ & $\SI{5}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$ \\
-        LTC6268-10 \cite{DatasheetLTC626810} & $\SI{4}{\femto\ampere}$ & $\SI{4}{\giga\hertz}$ & $\SI{14}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$ \\
-        LMP7721    \cite{DatasheetLMP7721}   & $\SI{20}{\femto\ampere}$ & $\SI{17}{\mega\hertz}$ & $\SI{6.5}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$ \\
+        ADA4530 & $\SI{20}{\femto\ampere}$ & $\SI{2}{\mega\hertz}$ & $\SI{14}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$ \\
+        ADA4817 & $\SI{2}{\pico\ampere}$ & $\SI{400}{\mega\hertz}$ & $\SI{5}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$ \\
+        LTC6268-10 & $\SI{4}{\femto\ampere}$ & $\SI{4}{\giga\hertz}$ & $\SI{14}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$ \\
+        LMP7721 & $\SI{20}{\femto\ampere}$ & $\SI{17}{\mega\hertz}$ & $\SI{6.5}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$ \\
         \hline
     \end{tabular}
 \end{table}
+\todo[inline]{Do we need to cite the Datasheets?}
 
 Aus diesen OpAmps werden zwei Kandidaten genauer in Betracht gezogen.
 Der {\em ADA4817} besitzt das niedrigste Eingangsrauschen der Auswahl
 und könnte somit das beste Ergebnis liefern, hat jedoch ein grenzwertiges
-GBWP und braucht somit eventuell die komplexere komposite Verschaltung.
+GBWP und braucht somit eventuell die komplexere kaskadierte Verschaltung.
 Zudem ist der Eingangsleckstrom vergleichsweise hoch.
 Der {\em LTC6268-10} hat ein durchschnittliches Rauschniveau 
 und exzellenten Leckstrom sowie das beste GBWP der Sammlung, wodurch dieser
@@ -70,10 +67,10 @@ Es wird somit für diese Schaltung der LTC6268-10 gewählt.
 
 In diesem Unterkapitel wird die konkrete Schaltung des TIVs erstellt.
 
-Der grundlegende Aufbau eines TIV-Schaltkreises wurde bereits in Kapitel
+Der Grundlegende Aufbau eines TIV-Schaltkreises wurde bereits in Kapitel
 \ref{chap:basics_tia} beschrieben. Da der LTC6268-10 ein ausreichendes 
 GBWP von $\SI{4}{\giga\hertz}$ hat, ist entsprechend Kapitel 
-\ref{chap:effects_opamp} keine komposite Schaltung notwendig.
+\ref{chap:effects_opamp} keine kaskadierte Schaltung notwendig.
 
 Bezüglich des Rückkoppelwiderstandes ist sowohl für das 
 Widerstandsrauschen aus Kapitel \ref{chap:r_noise} sowie für das
@@ -85,14 +82,14 @@ der Serienschaltung sowie der Feldabschirmung aus
 Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations} genutzt, um den Einfluss der
 Kapazitäten zu vermindern.
 
-Da die konkreten Werte der parasitären Effekte nicht bekannt sind
-und in der Realität mit hoher Wahrscheinlichkeit größer sind als in
-der Simulation (durchz.~B. andere Komponenten in der Nähe, welche kapazitiv
-mit der Schaltung verkoppelt sind), erfolgt die Auswahl der konkreten Werte
-für die Widerstände dieser Schaltung experimentell.
+Da die konkreten Werte der parasitären Effekte nicht bekannt sind und
+in der Realität mit hoher Wahrscheinlichkeit größer sind als in der Simulation
+(durch z.B. andere Komponenten in der Nähe, welche kapazitiv koppeln), werden
+keine konkreten Werte für die Widerstände dieser Schaltung festgelegt. Diese
+werden experimentell erprobt, um eine gute Balance der Eigenschaften zu bieten.
 
 Die Auslegung der Schaltung ist in Abbildung \ref{fig:tia_v1_design} zu sehen.
-U2 ist hierbei der TIV, wofür der bereits erwähnte {\em LTC6268-10} genutzt
+U2 ist hierbei der TIVs, wofür der bereits erwähnte LTC6268-10 genutzt
 wird. Die Rückkoppelwiderstände sind R15, R16, R17, R18, welche in einer 
 Reihe geschaltet werden um den Einfluss der Parallelkapazitäten zu verringern.
 Die Feldabschirmung wird hierbei durch Widerstände R10 bis R13 und R20 bis R23
@@ -113,14 +110,14 @@ passt zudem einige Abstandsregeln des Platinendesign an.
 \end{figure}
 
 Bei der Auslegung der physikalischen Schaltung werden zusätzliche Einflüsse
-in Betracht gezogen.
-So ist z.~B. eine vorsichtige Auslegung der Leitungen des Eingangskanals
-notwendig; diese müssen möglichst wenig Fläche einnehmen um Kapazitäten zu 
+in Betracht gezogen, welche nicht direkt auf dem Schaltplan abbildbar sind.
+So ist z.B. eine vorsichtige Auslegung der Leitungen des Eingangskanals
+notwendig; diese muss möglichst klein gehalten werden um Kapazitäten zu 
 verringern. Aus dem gleichen Grund werden Kupferflächen reduziert und
 als Muster anstatt als ausgefüllte Flächen ausgeführt.
 Um einen Ladungsaufbau zu verhindern, muss der Isolations-Lack
 der Platine um den Rückkoppelpfad entfernt werden, während Leckströme durch
-weitere Abschirmungspfade verringert werden \cite[S.S. 42]{DatasheetADA4530}.
+weitere Abschirmungspfade verringert werden.
 
 Abbildung \ref{fig:tia_v1_pcb} zeigt das Design der Platine für den Teil
 des TIVs selbst. Der Messeingang ist hierbei der runde Kreis des inneren
@@ -132,7 +129,7 @@ um Oberflächenladungen und Leckströme ableiten zu können.
 
 \begin{figure}[hbp]
     \centering
-    \includegraphics[width=0.8\textwidth]{Auslegung/v1.0/tia_pcb.png}
+    \includegraphics[width=0.5\textwidth]{Auslegung/v1.0/tia_pcb.png}
     \caption{\label{fig:tia_v1_pcb}Platinendesign der TIV-Schaltung}
 \end{figure}
 
@@ -164,10 +161,10 @@ ersetzt, um keine zusätzliche Erdkapazität in den hochimpedanten Pfad einzukop
 \FloatBarrier
 
 \subsection{Unterstützende Schaltungen}
-In den folgenden Absätzen werden weitere unterstützende Schaltungen 
+In den folgenden Paragraphen werden weitere unterstützende Schaltungen 
 beschrieben, welche für die korrekte Funktionsweise des TIV nötig sind,
 jedoch selbst nicht kritisch für die Charakteristik des TIVs sind, da
-sie ohne große Anforderungen an Präzision o.~ä. erstellt werden können.
+sie ohne große Anforderungen an Präzision o.ä. erstellt werden können.
 Dieser Schaltungselemente werden somit kurz und der Vollständigkeit 
 halber beschrieben.
 
@@ -190,20 +187,18 @@ Diese Filter werden an den Ausgang des TIV angeschlossen.
 Für diese Anwendung wird ein sog. Butterworth-Filter mit zwei Stufen gewählt. Dieser
 Filter bietet einen flachen Frequenzgang mit steilem Abfall von -80dB/Dekade ab der 
 Grenzfrequenz.
-Er besteht aus zwei in Reihe geschalteten OpAmps in aktiver Filter-Konfiguration und
-kann somit mit leicht erhältlichen Dual-Package OpAmps erstellt werden.
-Für diesen Filter wird der generische {\em TL072} gewählt.
-Für die genaue 
+Er besteht aus zwei in Reihe geschalteten OpAmps in aktiver Filter-Konfiguration, und
+kann somit mit leicht erhältlichen Dual-Package OpAmps erstellt werden. Für die genaue 
 Auslegung des Filters wurde das ``Filter-Design-Tool'' von Analog Devices (siehe \cite{ADFilterDesign}) genutzt,
 welches für die angegebenen Filter-Parameter eine Schaltung berechnet, da die 
 händische Berechnung der Komponenten, vor allem bei Einhaltung
-standardisierter
+standartisierter
 Komponentenreihen (E24), nicht trivial ist. 
 
 Die erstellte Filter-Stufe ist in
-Abbildung \ref{fig:filter_stage_design} dargestellt. Die berechnete Übertragungsfunktion
+Abbildung \ref{fig:filter_stage_design} dargestellt. Die berechnete Transferfunktion
 dieses Filters ist in Abbildung \ref{fig:filter_stage_bandwidth} aufgezeichnet.
-Zu sehen ist eine glatte Übertragungsfunktion bis hin zum -3~dB-Punkt bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$, 
+Zu sehen ist eine glatte Transferfunktion bis hin zum -3dB-Punkt bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$, 
 nach welchem wie erhofft ein steiler Abfall von -80dB/Dekade vorliegt.
 Somit werden Rauschanteile sowie andere Störsignale bereits ab $\SI{50}{\kilo\hertz}$ um einen Faktor
 von 20dB gedämpft.
@@ -213,15 +208,13 @@ von 20dB gedämpft.
 \begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[width=0.8\linewidth]{Auslegung/filter_stage.png}
-    \caption[Schaltkreis der Filter-Stufe]{
-        \label{fig:filter_stage_design}Schaltkreis der berechneten Filter-Stufe nach \cite{ADFilterDesign}}
+    \caption{\label{fig:filter_stage_design}Schaltkreis der berechneten Filter-Stufe nach \cite{ADFilterDesign}}
 \end{figure}
 
 \begin{figure}[hp]
     \centering
     \includegraphics[width=0.8\linewidth]{Auslegung/filter_stage_bandwidth.png}
-    \caption[Bandbreite der berechneten Filter-Stufe]{
-        \label{fig:filter_stage_bandwidth}Bandbreite der berechneten Filter-Stufe nach \cite{ADFilterDesign}}
+    \caption{\label{fig:filter_stage_bandwidth}Bandbreite der berechneten Filter-Stufe nach \cite{ADFilterDesign}}
 \end{figure}
 
 \FloatBarrier
@@ -250,7 +243,7 @@ Diese Stufe ist in Abbildung \ref{fig:design_output_driver} dargestellt.
 \label{chap:power_supply_design}
 
 Für die korrekte Operation des TIV müssen die für die Verstärker benötigten Spannungen
-bereitgestellt werden. Hierbei ist eine hohe Qualität, d.~h. ein stabiles Spannungsniveau auch
+bereitgestellt werden. Hierbei ist eine hohe Qualität, d.h. ein stabiles Spannungsniveau auch
 unter Last sowie ein möglichst geringes Rauschen der Versorgung notwendig. Zudem ist
 eine differentielle Spannungsversorgung notwendig.
 
@@ -260,7 +253,7 @@ Um all dies zu erreichen, wird die Spannungsversorgung aus zwei Stufen aufgebaut
     \item Ein isolierender DC/DC Wandler mit dualem Ausgang, der {\em TDN 3-2423}, liefert
         $\SI{\pm 15}{\volt}$ Spannung mit einem weiten Eingangsspannungsbereich.
         Durch die Isolation können sog. Ground-Loops,
-        d.~h. Schleifen aus Erdverbindungen, vermieden werden. Diese können als Antennen
+        d.h. Schleifen aus Erdverbindungen, vermieden werden. Diese können als Antennen
         fungieren und somit zusätzliches Rauschen einfangen. Eine Isolation verhindert dies
         effektiv. Der duale Spannungsausgang des Wandlers vereinfacht zudem die Versorgung
         der Verstärker. Von Nachteil ist ein recht hoher Rauschanteil am Ausgang des Wandlers.
@@ -319,19 +312,16 @@ Die einzelnen Elemente des TIV sind von links nach rechts wie folgt angeordnet:
 \begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[width=0.95\linewidth]{Auslegung/v1.0/pcb_3d.png}
-    \caption[3D-Modell des gesamten TIV-Schaltkreises]{
-        \label{fig:v1_pcb_design}
-        3D-Modell des gesamten TIV-Schaltkreises.
-        Überlagert ist die grundlegende Verteilung der
-        Schaltungselemente eingezeichnet.}
+    \caption{\label{fig:v1_pcb_design}3D-Modell des gesamten TIV-Schaltkreises.}
 \end{figure}
+\todo[inline]{Add some nice overlays for the parts.}
 
 Zusätzlich zu den bereits etablierten Komponenten der Schaltung werden einige
 mechanische Verbindungen zur Operation des Schaltkreises untergebracht:
 
 \begin{itemize}
     \item Vier M3-Schraublöcher werden an den Enden der Platine zur mechanischen
-        Befestigung bereitgestellt.
+        Befestigung bereit gestellt.
     \item Ein 2-Pin PSK-Stecker dient zur Stromversorgung
     \item Mehrere diverse PSK-Stecker sowie Testpads werden entlang der Schaltung
         platziert, um Spannungen sowie Signale überprüfen zu können. Dies
@@ -343,10 +333,8 @@ mechanische Verbindungen zur Operation des Schaltkreises untergebracht:
         und sind somit gut geeignet für das Eingangs- und Ausgangssignal des Verstärkers.
 \end{itemize}
 
-Die Platine wird mithilfe von komerziellen Fertigungsverfahren hergestellt,
-wobei die Bestückung der Komponenten durch die kleine Anzahl von Platinen
-mit variierten Bauteilen von Hand durchgeführt wird.
-Abbildung \ref{fig:v1_pcb_picture} zeigt ein Foto eines der erstellten Schaltkreise.
+Die Plazine wird mithilfe von Standard-Anfertigungsverfahren hergestellt.
+\todo[inline]{How much of this should we write down here?}
 
 \begin{figure}[h]
     \centering

TeX/Kapitel/Einleitung.tex

@@ -1,49 +1,20 @@
 
 \chapter{Einleitung}
 
-Die Analyse von Gasgemischen findet in vielen 
-Bereichen der Industrie- und Medizintechnik Anwendung.
-Mitunter geht es um medizinisch wichtige Daten wie
-die Überwachung des Metabolismus eines Patienten,
-oder um sicherheitsrelevante Messungen wie die
-Überprüfung einer Stoffprobe auf explosive Stoffe.
+\todo[inline]{Rework this *after* completing other chapters}
 
-Eine der Methoden dieser Analyse bietet 
-das Ionenmobilitätsspektrometer (IMS) an.
-Das IMS nutzt die variable Ionisierbarkeit und
-Mobilität von Molekülen in einem Gas aus, um diese
-zu trennen und zu vermessen. Durch diese Funktionsweise
-können Messungen innerhalb weniger Minuten bis Zehntel von
-Sekunden durchgeführt werden,
-und es können kleinste Stoffmengen festgestellt werden \cite{Eiceman2013Oct}.
+Die Analyse von Gasgemischen findet in vielen Bereichen der Industrie- und Medizintechnik Anwendung. Mitunter geht es um medizinisch wichtige Daten wie die Überwachung des Metabolismus eines Patienten, oder um sicherheitsrelevante Messungen wie die Überprüfung einer Stoffprobe auf explosive Stoffe.
+Von Vorteil sind hierbei sowohl schnelle als auch sensitive Messungen, um Zuverlässig auf gegebene Zustandsänderungen reagieren zu können.\\
+Eine der Methoden dieser Analyse bietet die Ionenmobilitätsspektrometrie (im Folgenden hier IMS) an. Die IMS nutzt die variablen Ionisierbarkeiten und Mobilitäten von Molekülen in einem Gas aus um diese zu trennen und zu vermessen. Durch diese Funktionsweise können Messungen innerhalb weniger Minuten bis Sekunden durchgeführt werden, wobei Stoffkonzentrationen von \todo[inline]{Add concentration here} festgestellt werden können.
 
-Ein wesentlicher Bestandteil des Aufbaus eines 
-IMS ist der Transimpedanzverstärker (TIV) \cite{Reinecke2018Oct}.
-Dieser ist ein zentrales Element der Messkette,
-welche die Ionen detektiert und für die restliche
-Auswertung messbar macht.
-Somit bestimmt die Performance des TIV maßgeblich
-z.~B. die Detektionsgrenze und das Auflösungsvermögen 
-des IMS.
-Bestehende TIVs bieten akzeptable Messqualität, sind jedoch
-entweder sehr teuer, oder benötigen manuelle Nachjustierungen
-und Korrekturen.
+Ein zentraler Bestandteil des Aufbaus eines IMS ist nun der Transimpedanzverstärker (im Folgenden hier TIV). Dieses Element befasst sich mit der Umwandlung der zu messenden Ionen in ein Spannungssignal, welche von der Ausleseleketronik verarbeitet werden können. Somit bestimmt die Qualität und Sensitivität des TIV maßgeblich die Datenerfassung des IMS insgesamt.
+Von relevanz sind hier verschiedene Parameter wie z.B. Bandbreite, Rauschverhalten und Verstärkung, welche auf den jeweiligen Anwendungsbereich des IMS angepasst werden müssen.
 
-Es soll in dieser Arbeit ein neuer TIV ausgelegt werden,
-welcher ohne Nachjustierungen und mit leicht verfügbaren
-Bauteilen gebaut werden kann, um eine kostengünstige 
-und reproduzierbare Alternative anzubieten.
-In dieser Arbeit wird die Entwicklung, Auslegung 
-und Vermessung des neuen TIV-Designs beschrieben.
-Hierbei werden verschiedene störende Faktoren,
-wie z.~B. parasitären Effekte, analytisch sowie mithilfe
-von Simulationen untersucht. Basierend hierauf
-werden Möglichkeiten zur Reduktion und Kompensation 
-der negativen Effekte ausgelegt.
-
-Der erstellte TIV wird vermessen und charakterisiert,
-wobei die Messergebnisse mit den Simulationen verglichen
-werden. Eventuelle Fehler und ungewünschtes Verhalten werden
-genauer analysiert und korrigiert.
-Schlussendlich werden einige Vergleichsmessungen des neu
-erstellten TIVs mit den bestehenden Designs durchgeführt.
+In dieser Arbeit wird die Auslegung und Erstellung eines kompakten, sensitiven TIVs dargestellt, welcher auf die IMS-Geräte des Institut für Grundlagen der Elektrotechnik und Messtechnik (GEM) an der Leibniz Universität Hannover angepasst ist.
+Der TIV wird auf zwei verschiedene IMS-Systeme mit unterschiedlichen Anforderungen angepasst.\\
+In Kapitel 2 wird die Funktionsweise eines IMS nähergehend erklärt. Hierbei werden die jeweiligen Größen- und Zeitskalen, für die der TIV ausgelegt werden soll, erläutert, und die Aufgabe des TIV im Bezug auf das Gesamtsystem wird genauer erklärt. Zudem werden notwendige Grundlagen vermittelt.\\
+In Kapitel 3 wird ein Modell des TIVs erstellt. Zuerst werden die Zielparameter beschrieben, welche vom TIV gewünscht sind.
+Neben der Erläuterung der Funktionsweise eines TIVs werden die verschiedenen parasitären Effekte genauer charakterisiert, welche die Schaltung beeinträchtigen, und es wird auf Möglichkeiten eingegangen um diesen Effekten entgegen zu wirken. Hiernach wird eine reale Schaltung ausgelegt, und mithilfe von Simulationen charakterisiert.\\
+In Kapitel 4 wird ein Prototyp der TIV-Schaltung erbaut und vermessen. Es werden hierbei vergleiche mit den erstellten Simulationen gezogen, und es wird auf Diskrepanzen zu diesen eingegangen. Abschließend werden Messungen an einem realen IMS-System ausgeführt, um die Funktionstüchtigkeit des erbauten TIV zu bestätigen.\\
+Kapitel 5 befasst sich mit der Erstellung einer vollintegrierten Schaltung auf Basis des erstellten TIV, welcher die gesamte Analogkette der IMS-Messung beinhaltet. \todo{Did this happen?}\\
+Abschließend beschreibt Kapitel 6 einen Ausblick auf zukünftige Anwendungsgebiete des erstellten TIV, und fasst die erstellten Messungen zusammen.

TeX/Kapitel/Grundlagen.tex

@@ -1,58 +1,54 @@
 
 \chapter{Grundlagen}
 
-Dieses Kapitel stellt die grundegenden technischen Details für diese Arbeit dar.
+Dieses Kapitel stellt grundegende technische Details für diese Arbeit dar.
 Die Funktionsweise eines IMS wird näher beschrieben und die Rolle des TIVs in diesem System charakterisiert.
 Ebenfalls werden Eigenschaften relevanter elektrischer Bauteile beschrieben.
 
-\section{Grundlagen des Ionenmobilitätsspektrometers}
+\section{Grundlagen eines IMS}
 
-Im Folgenden ist die
+Im Folgenden werden die
 Funktionsweise und Relevanz der Ionenmobilitätsspektrometrie
-genauer beschrieben. Zusätzlich ist die Rolle des TIVs in
-einem IMS dargestellt.
+genauer beschrieben.
+Der Nutzen der Technologie wird dargestellt, 
+und die Position des TIVs innerhalb eines IMS charakterisiert
+um die Relevanz eines qualitativen Verstärkers dar 
+stellen zu können, sowie um später die Betriebsparameter dessen festlegen zu können.
 
-\subsection{Anwendungsgebiete der Ionenmobilitätsspektrometrie}
+\subsection{Anwendungsgebiete eines IMS}
 
-Im Folgenden soll auf die Relevanz und den Anwendungsbereich von
-Ionenmobilitätsspektrometern eingegangen werden, um darzulegen,
+Im Folgenden soll auf die Relevanz und den Anwendungsbereich
+der Ionenspektrometrie eingegangen werden, um darzulegen
 dass die Technologie breite praktische Anwendungen findet.
-Ein IMS bietet im Vergleich zu anderen Gasanalyseverfahren,
-wiez.~B. einem Massenspektrometer, folgende Vorteile \cite{Eiceman2013Oct}:
+Ein IMS bietet im Vergleich zu anderen Gasanalyseverfahren
+wie z.B. einem Massenspektrometer folgende Vorteile \cite{Eiceman2013Oct}:
 
 \begin{itemize}
-    \item Kostengünstig. IMS-Systeme können mitunter 
-        für wenige hundert Euro aufgebaut werden
-        \cite{Reinecke2018Oct}, wodurch sie leichter 
-        in größeren Mengen aufgebaut werden können.
-    \item Simpler, kompakter Aufbau \cite{Eiceman2013Oct}.
-        Ein IMS kann bei atmosphärischem Druck
-        betrieben werden und braucht somit kein
-        Vakuum-Equipment. Hierdurch sind die Systeme
-        wesentlich transportabler alsz.~B.
-        Massenspektrometer.
-    \item Schnelle, sensitive Messungen.
-        Messungen
-        mit einem IMS können bis hinunter auf wenige
-        Zehntel von Sekunden dauern und
-        zusätzlich Nachweisgrenzen
-        im einstelligen ppt-Bereich erreichen \cite{Reinecke2018Oct}.
+    \item Kostengünstig: Ein IMS kann mitunter für wenige hundert Euro aufgebaut werden \cite{Reinecke2018Oct},
+        wodurch diese leichter in größeren Mengen aufgebaut werden können.
+    \item Simpler, kompakter Aufbau: Ein IMS kann unter atmosphärischem Druck betrieben 
+        werden und braucht somit kein Vakuum-Equipment. Hierdurch sind die Systeme 
+        wesentlich transportabler als z.B. Massenspektrometer.
+    \item Schnelle Messungen: Messungen mit einem IMS können bis hinunter auf wenige
+        Sekunden dauern. Hierdurch lassen sich schnell wichtige Messwerte erfassen.
+    \item Hohe Sensitivität: Ein IMS kann Stoffkonzentrationen im unteren ppb messen,
+        wodurch auch kleinste Mengen eines Stoffes sicher bestimmt werden können. 
 \end{itemize}
 
-Hierdurch ergeben sich viele Anwendungsgebiete für ein IMS, mitunter in der
+Hierdurch gibt es viele Anwendungsgebiete für ein IMS, mitunter in der
 Sicherheitstechnik zur Detektion von explosiven Stoffen \cite[S.S. 269]{Eiceman2013Oct},
 Drogen \cite[S.S. 301]{Eiceman2013Oct}, zur Analyse von Umgebungsproben \cite[S.S. 349]{Eiceman2013Oct}
 und zur medizinischen Untersuchung und Überwachung von Patienten \cite[S.S. 366]{Eiceman2013Oct}.\\
 Ein IMS ist somit äußerst relevant für eine breite Menge an
-Arbeitsfeldern und eine Weiterentwicklung der Technologie kann ebenso breit gefächerte Vorteile haben.
+Arbeitsfeldern, und eine Weiterentwicklung der Technologie kann ebenso breit gefächerte Vorteile haben.
 
 \subsection{Funktionsweise eines IMS}
 \label{chap:function_description_ims}
 
-Der Author Eiceman beschreibt im Buch ``Ion Mobility Spectrometry'' die Ionenmobilitätsspektrometrie folgend:
+Das Buch ``Ion Mobility Spectrometry'' beschreibt die Ionenmobilitätsspektrometrie folgend \cite[Seite 1]{Eiceman2013Oct}:
 
 \begin{quote}
-    ``Der Term Ionen Mobilitäts Spektrometrie (IMS) beschreibt die Prinzipien, Methoden und Instrumente zur Charakterisierung von Substanzen anhand der Geschwindigkeit von Gruppen (definiert als Gruppen von gasförmigen Ionen) entnommen von einer Substanz, in einem elektrischen Feld und einem Driftgas.'' \cite[S.S. 1]{Eiceman2013Oct}
+    Der Term Ionen Mobilitäts Spektrometrie (IMS) beschreibt die Prinzipien, Methoden und Instrumente zur Charakterisierung von Substanzen anhand der Geschwindigkeit von Gruppen (definiert als Gruppen von gasförmigen Ionen) entnommen von einer Substanz, in einem elektrischen Feld und einem Trägergas.
 \end{quote}
 
 Ein IMS-System analysiert somit Gase, indem eine Gasprobe ionisiert 
@@ -62,15 +58,14 @@ ist grundsätzlich wie folgt \cite[S.S. 4]{Eiceman2013Oct}:
 
 \begin{enumerate}
     \item Ein Probengas wird mit einer prozessspezifischen Ionenquelle ionisiert.
-    
-    \item Ein diskretes Paket dieses ionisierten Gases wird in eine Drift-Region
-        injiziert, in dem sich ein Driftgas befindet.
-
-    \item Mithilfe einer über der Driftregion anliegenden Spannung werden die 
-        Ionen nach ihrer Mobilität getrennt.
-
-    \item Die nun zeitlich getrennten Ionen-Pakete werden durch einen Detektor aufgefangen. Typischerweise ist dies eine Faraday-Platte. Hierdurch entsteht ein Stromfluss proportional zur Menge der Ionen.
-    \item Ein Verstärker wandelt diese Ströme in messbare Spannungen um, welche digitalisiert und verarbeitet werden können.
+    \item Ein diskretes Paket dieses ionisierten Gases wird in eine Drift-Region injeziert, 
+        welche mit einem inerten Trägergas gefüllt ist und über welcher eine Spannung anliegt.
+    \item Die angelegte Spannung beschleunigt die ionisierten Moleküle des Gaspaketes.
+        Hierbei wird das Probegas in seine Bestandteile aufgespalten, da verschiedene
+        Moleküle durch unterschiedliches Gewicht oder Ladung sich verschieden
+        schnell durch die Drift-Region bewegen.
+    \item Die nun zeitlich aufgespaltenen Ionen-Pakete werden durch einen Detektor aufgefangen. Typischerweise ist dies eine Faraday-Platte. Hierdurch entsteht ein Stromfluss proportional zur Menge der Ionen.
+    \item Ein Verstärker wandelt diese Ströme in messbare Spannungen um, welche von der Sensorelektronik aufgenommen und verarbeitet werden.
 \end{enumerate}
 
 Ein typischer Aufbau eines IMS ist in Abbildung \ref{fig:IMS_Schematic} dargestellt.
@@ -81,90 +76,76 @@ Ein typischer Aufbau eines IMS ist in Abbildung \ref{fig:IMS_Schematic} dargeste
     \caption[Schematischer Aufbau einer IMS-Röhre]{\label{fig:IMS_Schematic}Schematischer Aufbau einer IMS-Röhre nach \cite[Seite 3, Abb. 1.2.b]{Eiceman2013Oct}}
 \end{figure}
 
-Das Messergebnis eines IMS-Laufes wird als Spektrum bezeichnet
-und ist meist als Strom über die Zeit dargestellt.
-Abbildung \ref{fig:ims_example_spectrum} stellt beispielhalf
-ein solches Spektrum dar.
-In dieser Darstellung sind die verschiedenen Ionenpakete als
-Peaks des Graphen zu erkennen.
+Das Messergebnis eines IMS-Laufes wird als Spektrum bezeichnet 
+und wird meist als Strom über die Zeit dargestellt. 
+In dieser Darstellung sind die verschiedenen Ionenpakete
+als Spitzen des Graphen zu erkennen.
+Abbildung \ref{fig:ims_example_spectrum} stellt beispielhalf ein solches Spektrum dar.
 
 \begin{figure}[h]
     \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/example_spectrum.png}
-    \caption[Spektrum einer beispielhaften IMS-Messung]{
-        \label{fig:ims_example_spectrum}Spektrum einer beispielhaften IMS-Messung.
-        Aufgezeichnet ist die Ausgangsspannung des TIVs des IMS über die Zeit.
-        Zu sehen ist der Peak des Driftgases um circa 
-        $\SI{5.5}{\milli\second}$ herum, sowie Peaks von Ionenpaketen
-        um $\SI{8.8}{\milli\second}$, $\SI{10.5}{\milli\second}$
-        und $\SI{13}{\milli\second}$.
-    }
+    \missingfigure{IMS SPECTRUM HERE}
+    \caption{\label{fig:ims_example_spectrum}Spektrum einer beispielhaften IMS-Messung}
 \end{figure}
 
 \FloatBarrier
+
 \subsubsection{Aufgabe eines TIV im IMS}
 \label{chap:tia_in_ims}
 
-Wie in Kapitel \ref{chap:function_description_ims} beschrieben, beruht ein IMS auf der Messung der von den Ionenpaketen hervorgerufenen Ströme und deren zeitlicher Verteilung.
-Um die kleinen Ströme der Ionen im Bereich von $\SI{1}{\pico\ampere}$ bis $\SI{10}{\nano\ampere}$ messen zu können, ist ein Verstärker notwendig. Dieser Verstärker wird als TIV bezeichnet, da er als Eingangsgröße einen Strom hat und eine Spannung als Ausgang gibt. Die Verstärkung wird somit in Ohm angegeben.
+Wie in Kapitel \ref{chap:function_description_ims} beschrieben,
+beruht ein IMS auf der Messung der diskreten Ionenpakete,
+deren zeitlicher Versatz und Größe. Um die kleinen Ströme der
+Ione im Bereich von $\SI{100}{\pico\ampere}$ bis $\SI{10}{\nano\ampere}$ messen zu können,
+ist ein Verstärker notwendig. Dieser Verstärker wird als sog.
+TIV bezeichnet, da er als Eingangsgröße einen
+Strom hat, und eine Spannung als Ausgang gibt. Die Verstärkung wird
+somit in Ohm angegeben. Der TIV stellt hiermit ein zentrales Bauteil
+eines IMS dar, dessen Parameter maßgeblich die Qualität der Messungen beeinflusst.
 
 Folgende Anforderungen werden an den TIV eines IMS gestellt:
 \begin{itemize}
-    \item Möglichst geringes eingangsbezogenes Rauschen. Das Rauschen des TIVs
-        beeinflusst das Signal-Zu-Rausch-Verhältnis, woraus sichz.~B.
-        die Detektionsgrenzen ergeben. Ein kleineres 
-        Rauschen erlaubt die Erkennung kleinerer Ionenströme mit größerer Sicherheit.
-
-    \item Verstärkung von Strömen in der Größenordnung von $\SI{1}{\pico\ampere}$
-        bis zu einigen $\SI{}{\nano\ampere}$. Die genaue Größe des Stromes ergibt sich durch
-        den Aufbau des IMS selbst.
-    \item Bereitstellung einer Ausgangsspannung im Bereich von $\SI{\pm2}{\volt}$.
-        Da der Ausgang des TIVs zur digitalisierung des Signales genutzt wird, ist eine
-        Ausgangsspannung gewünscht, welche mit herkömmlichen Analog-Digital-Wandlern kompatibel ist.
-    \item Genügend Bandbreite zur korrekten Abbildung der Ionenströme. Eine zu kleine Bandbreite
-        verzerrt die Form des gemessenen Ionenstromes und verschlechtert die Qualität der Messung.
-        Schnellere Bandbreiten erlauben die Messung schnellerer Signale und somit auch kleinerer
-        Ionenpakete.
+    \item Möglichst Stör- und Leckfreier Messeingang
+    \item Verstärkung von Strömen in der Größenordnung von $\SI{1}{\nano\ampere}$
+    \item Bereitstellung einer messbaren Spannung im Bereich von $\SI{1}{\volt}$
+    \item Genügend Bandbreite zur korrekten Abbildung der Spitzen der Ionenpakete
 \end{itemize}
 
 \cleardoublepage
 \section{Grundlegende Parasitäreffekte}
 \label{chap:basics_parasitics}
 
-Im Folgenden soll auf die parasitären Effekte der verschiedenen Bauteile eingegangen werden, welche
+Nun soll auf die parasitären Effekte der verschiedenen Bauteile eingegangen werden, welche
 bei der Auslegung der Schaltung beachtet werden müssen.
 
-\paragraph*{Leckströme:} Diese treten bei allen Schaltungsaufbauten auf.
-Sie entstehen durch die hohen, aber endlichen, Oberflächenwiderstände der Bauteile
-und der Leiterkarte (engl.: Printed Circuit Board, PCB) 
-sowie durch Verunreinigungen \cite{AltiumLeakages}. Diese erlauben
-es kleinen Leckströmen zwischen verschiedenen Zweigen der Schaltung zu fließen
-und können bei Zweigen mit hoher Impedanz störend wirken 
-\cite[S.f. 33-34]{DatasheetADA4530}. 
+\paragraph*{Leckströme:} Diese treten bei fast allen Schaltungsaufbauten auf.
+Sie entstehen durch die hohen aber endlichen Oberflächenwiderstände des
+PCB-Materials sowie durch durch Verunreinigungen. Diese erlauben
+es kleinen Leckströmen zwischen Zweigen der Schaltung zu fließen,
+und können bei Zweigen mit hoher Impedanz störend wirken. 
 Abbildung \ref{fig:example_leakages} zeigt beispielhaft einige der Leckströme auf
-einer Platine.
+einer Platine. \todo{Find a citation for this}
 
 \begin{figure}[hb]
     \centering
-    \includegraphics[scale=0.18]{grundlagen/Examples_Leakages.drawio.png}
+    \includegraphics[scale=0.25]{grundlagen/Examples_Leakages.drawio.png}
     \caption[Schematische Darstellung der Leckströme eines PCBs]{\label{fig:example_leakages}
-        Schematische Darstellung eines PCBs mit Anschlüssen zu Bauteilen
-        und Leiterbahnen, mit verschiedenen Leckstrompfaden entlang der Oberfläche.
-        Leckströme fließen überwiegend durch Verunreinigungen
-        zwischen freigelegten Kupferflächen, 
-        können zudem auch durch Oberflächenladungen in einem
-        Isolator wie dem Lötstopplack entstehen.
-        Eigene Darstellung nach \cite{AltiumLeakages}\cite{Horowitz:1981307}.}
+        Schematische Darstellung eines PCBs mit Anschlüssen zu Bauteilen (goldene Pads)
+        und Leiterbahnen (dunkelgrün) mit verschiedenen Leckstrompfaden entlang der Oberfläche 
+        (schraffiert dargestellt).
+        Leckströme fließen überwiegend zwischen freigelegten Kupferflächen, 
+        können zudem auch durch Oberflächenladungen in einem Isolator wie dem PCB-Lötstopplack entstehen.
+        Eigene Darstellung nach ???.}
 \end{figure}
+\todo{Find a citation}
 
 \paragraph*{Parasitäre Kapazitäten:}
 \label{chap:basics_parasitics_capacitances}
 Diese entstehen ebenfalls durch den physikalischen
 Aufbau der Schaltung. Die Nähe von Leitungen oder Kontakten zueinander,
-oder zu einer Kupferebene wiez.~B. der Erdungsebene, erstellt eine
+oder zu einer Kupferebene wie z.B. der Erdungsebene, erstellt eine leichte
 kapazitive Kopplung hierzwischen. Dieser Effekt verursacht Kapazitäten
-im Bereich von einigen $\SI{}{\femto\farad}$, bei größeren Komponenten
-sogar im Bereich von $\SI{}{\pico\farad}$.
+von $\SI{10}{\femto\farad}$ bis hin zu einigen $\SI{}{\pico\farad}$.
 Abbildung \ref{fig:example_parasitic_c} zeigt einige dieser Kapazitäten auf.
 
 \begin{figure}[h]
@@ -174,75 +155,45 @@ Abbildung \ref{fig:example_parasitic_c} zeigt einige dieser Kapazitäten auf.
         Schematische Darstellung einer Schnittfläche eines PCBs mit Leitungen und einem Bauteil,
         mit einigen parasitären Kapazitäten eingezeichnet.
         Diese Kapazitäten entstehen sowohl zwischen zwei Leitungen, Leitungen und Erdflächen, sowie den Anschlüssen eines Bauteiles.
-        Eigene Darstellung nach \cite{SierraReduceCapacitances} und \cite{AltiumReduceCapacitance}.}
+        Eigene Darstellung nach.}
 \end{figure}
+\todo{find citation}
 
-Wichtig ist dieser Effekt in Kombination mit hochohmigen Eingängen und Widerständen.
-So wirdz.~B. die Impedanz eines $\SI{100}{\mega\ohm}$ Widerstandes 
-bereits ab wenigen zehn Kilohertz maßgeblich durch die eigene parasitäre Kapazität beeinflusst 
-\cite{Yang:21}\cite{JBellemann22}\cite{VishayRFreq}\cite[S.S. 45]{DatasheetADA4530}.
-Hierbei wird der effektive Widerstand bei höheren Frequenzen reduziert, entsprechend der
-folgenden Formel \cite[S.S. 21]{Horowitz:1981307}:
-\begin{equation}
-    Z(f) = \left(\frac{1}{R_f} + j\cdot 2 \pi fC_p\right)^{-1}
-\end{equation}
+Wichtig ist dieser Effekt in Kombination mit hochohmigen Eingängen und
+Widerständen. So wird z.B. die Impedanz eines $\SI{100}{\mega\ohm}$
+Widerstandes bereits ab wenigen zehn Kilohertz maßgeblich durch die
+eigene parasitäre Kapazität beeinflusst. Diese liegt bei der Standardbaugröße
+``1206'' im Bereich von ca. $\SI{30}{\femto\farad}$ und bildet einen
+RC-Pass-Filter mit einer Eckfrequenz von $\SI{53.05}{\kilo\hertz}$.
+Abbildung \ref{fig:example_r_cp} zeigt einige in einer
+Simuation berechneten Verläufe verschiedener
+Widerstandsimpedanzen über die Frequenz und wie diese durch die parasitäre Kapazität einbrechen.
 
-Die Frequenz, ab welcher die Kapazität einen größeren Einfluss als der eigentliche
-Widerstand besitzt, wird als Grenzfrequenz bezeichnet, und lässt sich wie
-folgt berechnen \cite[S.S. 49]{Horowitz:1981307}:
-\begin{equation}
-    f_{3 dB} = \frac{1}{2\pi R_f C_p} \label{eqn:rc_frequency}
-\end{equation}
-
-Die Parallelkapazität ist stark von der Bauform des Widerstandes abhängig
-und liegt bei der Standardbaugröße ``1206'' im Bereich von circa $\SI{50}{\femto\farad}$ \cite{JBellemann22}.
-So wird sich bei dem $\SI{100}{\mega\ohm}$ Widerstand ein RC-Pass-Filter mit einer Grenzfrequenz von $\SI{53.05}{\kilo\hertz}$ ausbilden.
-Abbildung \ref{fig:example_r_cp} zeigt einige in einer Simulation berechneten Verläufe verschiedener
-Widerstandsimpedanzen 
-über die Frequenz und wie diese durch die parasitäre Kapazität einbrechen.
-
-\FloatBarrier
-
-\begin{figure}[ht]
+\begin{figure}
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Examples_R_Cp_RSweep.png}
-    \caption[Impedanzverläufe verschiedener Widerstandswerte]{\label{fig:example_r_cp}
-        Impedanzverläufe verschiedener Widerstandswerte bei gleicher parasitärer Kapazität $C_p = \SI{50}{\femto\farad}$,
-        dem typischen Wert für die ``1206''-Bauform \cite{JBellemann22}.
-        }
+    \caption[Impendazverläufe diverser Widerstände]{\label{fig:example_r_cp}Impedanzverläufe
+        verschiedener Widerstandswerte bei gleicher parasitärer Kapazität $C_p = \SI{30}{\femto\farad}$}
 \end{figure}
 
 \paragraph*{Thermisches Rauschen:} Dieses Rauschen, genannt 
 Johnson-Nyquist-Rauschen, betrifft resistive Komponenten.
 Es wird verursacht durch die thermische Bewegung von Ladungsträgern
 und bildet ein weißes Rauschen aus.
-Der Effektivwert des Rauschen lässt sich über die folgende Formel berechnen \cite[S.S. 474]{Horowitz:1981307}:
+Das Rauschen lässt sich über die folgende Formel berechnen:
 
 \begin{equation}
-    U_{\mathrm{n,rms}} = \sqrt{4k_BTR_f\Delta f}\label{eqn:thermal_voltage_noise}
+    V_{\mathrm{n,rms}} = \sqrt{4k_BTR\Delta f}\label{eqn:thermal_voltage_noise}
 \end{equation}
 
-Hierbei ist $U_{\mathrm{n,rms}}$ der RMS-Wert des Rauschens, 
-$k_B$ die Boltzmann-Konstante,
- $T$ die Temperatur, $R_f$ der Widerstand des 
- betrachteten Bauteils und $\Delta f$ die Bandbreite, 
- über welche gemessen wird. Für den beispielhaften $\SI{100}{\mega\ohm}$
- Widerstand bei Raumtemperatur ($\SI{25}{\celsius}$) und einer Bandbreite
- von $\SI{30}{\kilo\hertz}$
- ergibt sich ein Rauschen von 
- $\SI{222.25}{´\micro\volt}$.
-Abbildung \ref{fig:example_r_noise} zeigt den 
- schematischen Aufbau eines rauschenden Widerstandes.
+Hierbei ist $V_{\mathrm{n,rms}}$ der RMS-Wert des Rauschens, $k_B$ die Boltzmann-Konstante, $T$ die Temperatur, $R$ der Widerstand des betrachteten Bauteils und $\Delta f$ die Bandbreite, über welche gemessen wird. Abbildung \ref{fig:example_r_noise} zeigt den schematischen Aufbau eines rauschenden Widerstandes. \todo{Insert citation}
 
-\begin{figure}[ht]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
-    \includegraphics[scale=0.15]{grundlagen/Schematic_Resistor.drawio.png}
-    \caption[Ersatzschaltbild für die Modellierung eines 
-        rauschenden, hochohmigen Widerstandes]{
-        \label{fig:example_r_noise}Ersatzschaltbild für die Modellierung eines 
-        rauschenden, hochohmigen Widerstandes nach \cite[S.S. 474]{Horowitz:1981307}.
-        Durch die niedrigen Frequenzen und hohen Impendanzen kann die parasitäre Induktivität des Widerstandes
-        in diesem Anwendungsfall vernachlässigt werden.}
+    \includegraphics[scale=0.13]{grundlagen/Schematic_Resistor.drawio.png}
+    \caption[Schematische Darstellung
+    eines realen Widerstandes nach \cite{WikipediaResistors2024May}]{\label{fig:example_r_noise}Schematische Darstellung
+        eines realen Widerstandes nach \cite{WikipediaResistors2024May}.}
 \end{figure}
 
 \cleardoublepage
@@ -250,30 +201,33 @@ Abbildung \ref{fig:example_r_noise} zeigt den
 \section{Grundlagen des Operationsverstärkers}
 \label{chap:basics_opamp}
 
-Im Folgenden werden die Grundlagen eines Operationsverstärkers (im Folgenden genannt OpAmp, aus dem Englischen ``Operational Amplifier'') dargelegt.
-Hierbei ist nicht der exakte internen Aufbau entscheidend, sondern das für die Anwendung des TIVs relevante Verhalten sowie beeinflussende Parasitäreffekte.
+Im Folgenden werden die Grundlagen eines Operationsverstärkers
+(auch genannt OpAmp) dargelegt. Hierbei wird nicht auf den exakten
+internen Aufbau eingegangen, sondern das relevante Verhalten sowie einige Parasitäreffekte beschrieben.
 
-Ein klassischer OpAmp ist ein elektronisches Bauteil, welches vielseitige Anwendungen in einer Schaltung findet.
-Neben dem Aufbau als verstärkendes oder filterndes Bauteil sind auch differenzierende oder integrierende Schaltungsvarianten möglich.
-Das grundlegende Verhalten eines OpAmps ist bei jeder Verschaltung jedoch äquivalent:\\
-Ein OpAmp besitzt normalerweise zwei Eingänge, positiv und negativ, und einen Ausgang (siehe Abbildung \ref{fig:example_opamp}).
+Ein klassischer Operationsverstärker ist ein elektronisches Bauteil,
+welches vielseitige Anwendungen in einer Schaltung findet.
+Er kann als verstärkendes oder filterndes Bauteil aufgebaut
+werden, sowie differenzierend oder integrierend wirken.
+Die grundlegende Operation eines OpAmps ist bei jeder Verschaltung jedoch äquivalent:\\
+Er besitzt zwei Eingänge, positiv und negativ, und einen Ausgang (siehe Abbildung \ref{fig:example_opamp}).
+Die folgende Formel gibt den Zusammenhang zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung dar:
+
+\begin{equation}
+    U_{\mathrm{out}} = A_\mathrm{ol} * \left(U_+ - U_-\right)
+\end{equation}
+
+Hierbei ist $A_{\mathrm{ol}}$ der sog. Open-Loop-Gain, also die offene Verstärkung.
+Für einen idealen OpAmp kann dieser Wert als quasi unendlich angenommen werden.
 
 \begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.25]{grundlagen/OpAmp.drawio.png}
-    \caption[Schematisches Symbol eines idealen OpAmps]{
-        \label{fig:example_opamp}Schematisches Symbol eines idealen OpAmps, eigene Darstellung
-    nach \cite[S.S. 224]{Horowitz:1981307}.}
+    \caption{\label{fig:example_opamp}Schematisches Symbol eines idealen OpAmps, eigene Darstellung.}
 \end{figure}
 
-Die Spannung am Ausgang ergibt sich idealerweise durch folgende Formel:
-\begin{equation}
-    U_{\mathrm{out}} = A_\mathrm{ol} \cdot \left(U_+ - U_-\right)
-\end{equation}
-Hierbei ist $A_{\mathrm{ol}}$ der sog. Open-Loop-Gain bzw. die offene Verstärkung. Für einen idealen OpAmp kann dieser Wert als quasi unendlich angenommen werden.
-
 Mithilfe eines Rückkoppelpfades wird das Ausgangssignal meist an den negativen Eingang
-zurückgeführt. Der OpAmp wird somit den Ausgang so treiben, dass es keine Differenzspannung
+zurück geführt. Der OpAmp wird somit den Ausgang so treiben, dass es keine Differenzspannung
 zwischen den Eingangssignalen gibt. Mit korrekter Auswahl der Rückkopplung können
 quasi-beliebige Transferfunktionen eingestellt werden.
 Abbildung \ref{fig:example_opamp_amplifier} zeigt einen simplen
@@ -282,8 +236,7 @@ Verstärker-Schaltkreis, welcher das Eingangssignal um den Faktor 10 skaliert.
 \begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.25]{grundlagen/OpAmp_10x.drawio.png}
-    \caption[Beispielhafte Verstärkerschaltung mit einem OpAmp]{
-        \label{fig:example_opamp_amplifier}Beispielhafte Verstärkerschaltung mit einem OpAmp,
+    \caption{\label{fig:example_opamp_amplifier}Beispielhafte Verstärkerschaltung mit einem OpAmp,
         eigene Darstellung, nach \cite{Cox2002}.}
 \end{figure}
 
@@ -291,60 +244,41 @@ Verstärker-Schaltkreis, welcher das Eingangssignal um den Faktor 10 skaliert.
 
 Ein realer OpAmp kann für viele Anwendungen als nahezu ideal angesehen werden.
 Da in dieser Arbeit jedoch mit hohen Verstärkungen und kleinen Strömen gearbeitet
-wird, müssen einige der parasitären Effekte des OpAmps mitbeachtet werden.
+wird, müssen die parasitären Effekte des OpAmps mitbeachtet werden.
 Diese sind wie folgt:
 
-
-\paragraph*{Eingangs-Leckströme:} Ein idealer OpAmp besitzt Eingänge, 
-        durch welche kein Strom fließen kann, um das Eingangssignal möglichst wenig zu stören.
-        Reale OpAmps haben jedoch messbare Eingangsströme.
-        Der exakte Wert hängt stark vom OpAmp-Typ ab, mit kleisten
-        Werten im Bereich von $\SI{}{\femto\ampere}$, bis hin zu
-        einigen $\SI{}{\micro\ampere}$.
-        Diese Leckströme können in der Anwendung als TIV den gemessenen Strom stark verzerren
-        und beeinflussen somit negativ das Messergebnis \cite[S.S. 302]{Horowitz:1981307}\cite{analogINBIAS2008}.
-
-\paragraph*{Parasitäre Kapazitäten:} Ein OpAmp hat, bedingt durch die physikalische Auslegung des Bauteils, 
-        verschiedene ungewollte Kapazitäten sowohl gegen Masse, als auch zwischen den Eingängen selbst.
-        Diese können das Eingangssignal verzerren und stören somit die Übertragungsfunktion \cite{tiOpAmpCap2000}.
-    
-\paragraph*{Endliche Geschwindigkeit:} 
-        Ein realer OpAmp kann auf Signaländerungen nur in endlicher Zeit reagieren. 
-        Hierdurch ergibt sich eine Grenze der Bandbreite in Relation zur Verstärkung. 
-        Dies wird als Produkt aus Verstärkung und Bandbreite angegeben \cite[S.S. 247]{Horowitz:1981307}\cite{Cox2002}.
-        Im Folgenden wird dies als GBWP, aus dem Englischen ``Gain-Bandwidth-Product'', bezeichnet.
-        Dies kann ebenfalls die Übertragungsfunktion beeinflussen, 
-        da ein zu niedriges GBWP die Übertragungsfunktion instabil werden lässt.
-        Abbildung \ref{fig:example_opamp_gbwp}
-        zeigt den Einfluss verschiedener GBWP-Werte auf die Übertragungsfunktion auf. Deutlich zu erkennen ist eine Reduktion
-        der Bandbreite, sowie eine Resonanz, welche bei zu kleinem GBWP auftreten kann.
-
-\begin{figure}[ht]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.7]{datavis/Parasitics/SingleStage_GBWP_Sweep.png}
-    \caption[Einfluss des GBWP eines OpAmps auf einen TIV]{\label{fig:example_opamp_gbwp}Darstellung des
-        Einflusses des GBWP auf die Übertragungsfunktion einer OpAmp Schaltung.
-        Bei zu geringem GBWP ist die Bandbreite limitiert.
-        Zudem ensteht eine Instabilität, welche den Schaltkreis zum oszillieren bringen kann.}
-\end{figure}
-
-\paragraph*{Endliche Verstärkung:} Ein realer OpAmp kann ein Signal nur um einen
+\begin{itemize}
+    \item Eingangs-Leckströme: Die Eingänge eines realen OpAmp können kleine Ströme führen.
+        Je nach Verstärker befinden sich diese im Bereich von $\SI{1}{\micro\ampere}$ bis
+        hin zu $\SI{1}{\femto\ampere}$. Diese Leckströme können die Spannungen an den
+        Eingängen, und somit das Messergebis, beeinflussen \cite{analogINBIAS2008}.
+    \item Parasitäre Kapazitäten: Ein OpAmp hat, bedingt durch die physikalische
+        Auslegung des Bauteils, verschiedene ungewollte Kapazitäten sowohl
+        gegen Masse, als auch zwischen den Kanälen selbst.
+        Diese können die Transferfunktion beeinflussen \cite{tiOpAmpCap2000}.
+    \item Endliche Geschwindigkeit: Ein realer OpAmp kann auf Signaländerungen
+        nur in endlicher Zeit reagieren. Hierdurch ergibt sich eine Grenze der
+        Bandbreite in Relation zur Verstärkung.
+        Dies wird als Verstärkungs-Bandpreitenprodukt charakterisiert \cite{Cox2002}.
+        Im folgenden wird dies als GBWP aus dem Englischen ``Gain-Bandwidth-Product''
+        bezeichnet. Dies kann die Transferfunktion beeinflussen, und wird
+        mit einer Simulation in LTSpice demonstriert. Die Ergebnisse dieser
+        Simulation sind in Abbildung \ref{fig:example_opamp_gbwp} dargestellt.
+    \item Endliche Verstärkung: Ein realer OpAmp kann ein Signal nur um einen
         gewissen, endlichen Faktor verstärken. Dieser Faktor wird als ``offene''
         Verstärkung bezeichnet, da er ohne Rückkopplung gemessen wird.
         Diese Begrenzung führt zu einer Limitierung der absoluten
-        Verstärkung einer OpAmp-Stufe \cite[S.S. 249]{Horowitz:1981307}.
-        Zusammen mit einer Eingangskapazität bildet 
-        sich im Falle eines TIVs hieraus ebenfalls eine Grenze der Bandbreite, da die Eingangskapazität
-        den Anstieg der Eingangsspannung und durch die endliche Verstärkung auch den 
-        Anstieg der Ausgangsspannung begrenzt \cite[S.S.541]{Horowitz:1981307}. 
-        Dieser Effekt ist in Abbildung \ref{fig:opamp_aol_sweep} dargestellt,
-        welche einen klaren Einbruch der Bandbreite bei zu geringer offener Verstärkung zeigt.
-        \label{chap:opamp_aol_limit_explained}
+        Verstärkung einer OpAmp-Stufe. Zusammen mit einer Eingangskapazität bildet 
+        sich hieraus ebenfalls eine Grenze der Bandbreite, da die Eingangskapazität
+        den Anstieg der Eingangsspannung, und durch die endliche Verstärkung auch den 
+        Anstieg der Ausgangsspannung, begrenzt. Dies ist in Abbildung \ref{fig:opamp_aol_sweep} dargestellt. \label{chap:opamp_aol_limit_explained}
+    \item Rauschen: Ein realer OpAmp hat verschiedene Rauschquellen, welche in das Messsignal übergehen können. Dies sind Eingangsbezogenes Strom- und Spannungsrauschen \cite{tiNoise2007}, und sind in Abbildung \ref{fig:example_opamp_noise} dargestellt. Auf die genauen Quellen dieses Rauschens soll hier nicht weiter eingegangen werden, da diese durch die internen Schaltungen des OpAmp entstehen.\\
+    Das Spannungsrauschen ist hierbei im unteren Frequenzbereich proportional zu $1/\omega$ und flacht ab einer Eckfrequenz zu einem konstanten Wert ab, während das Stromrauschen konstant anfängt und im höheren Frequenzbereich proportional zu $\omega$ zu nimmt.
+\end{itemize}
 
-
-\begin{figure}[ht]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Aol_Sweep.png}
+    \includegraphics[scale=0.7]{datavis/Parasitics/SingleStage_Aol_Sweep.png}
     \caption[Einfluss der offenen Verstärkung auf einen TIV]{\label{fig:opamp_aol_sweep}
         Ergebnisse einer Simulation zur Darstellung
         des Einflusses der offenen Verstärkung
@@ -353,97 +287,59 @@ Diese sind wie folgt:
         aus. Es sind jedoch keine Instabilitäten zu erkennen.}
 \end{figure}
 
-\FloatBarrier
+\begin{figure}[hb]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.7]{datavis/Parasitics/SingleStage_GBWP_Sweep.png}
+    \caption[Einfluss des GBWP eines OpAmps auf einen TIV]{\label{fig:example_opamp_gbwp}Darstellung des
+        Einflusses des GBWP auf die Übertragungsfunktion einer OpAmp Schaltung.
+        Bei zu geringem GBWP ist die Bandbreite limitiert.
+        Zudem ensteht eine Instabilität, welche den Schaltkreis zum oszillieren bringen kann.}
+\end{figure}
 
-\paragraph*{Rauschen:}
-        Ein realer OpAmp hat verschiedene Rauschquellen, welche in das Messsignal übergehen können.
-        Diese treten sowohl als Spannungs- als auch als Stromquellen auf \cite{tiNoise2007}.
-        Zusätzlich ist die Amplitude des Rauschens meist Frequenzabhängig.
-        Abbildung \ref{fig:example_opamp_noise} stellt ein vereinfachtes Ersatzschaltbild der Rauschquellen dar.
-        
-\begin{figure}[htb]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.22]{grundlagen/OpAmp_Noise.drawio.png}
-    \caption[Schematisches Ersatzschaltbild der Rauschquellen eines OpAmp]{\label{fig:example_opamp_noise}Schematisches,
-    vereinfachtes Ersatzschaltbild der zusammengefassten Rauschquellen eines OpAmp nach \cite{tiNoise2007}. 
+    \caption[Schematische Darstellung der Rauschquellen eines OpAmp]{\label{fig:example_opamp_noise}Schematische,
+    vereinfachte Darstellung der zusammengefassten Rauschquellen eines OpAmp nach \cite{tiNoise2007}. 
     Hierbei sind die Rauschquellen eingangsbezogen dargestellt.}
 \end{figure}
-        
-Auf die physikalischen Ursachen dieses Rauschens soll hier nicht weiter eingegangen werden,
-da diese durch die internen Schaltungen des OpAmp entstehen.\\
-Das Spannungsrauschen ist hierbei im unteren Frequenzbereich proportional zu $1/f$ und flacht ab einer Eckfrequenz zu einem konstanten Wert ab, während das Stromrauschen konstant anfängt und im höheren Frequenzbereich proportional zu $f$ zu nimmt.
-Abbildung \ref{fig:example_opamp_noise_plot} zeigt das Rauschen eines beispielhaft gewählten realen OpAmps.
-
-
-\begin{figure}[ht]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_noise_example.png}
-    \caption[
-        Darstellung des Rauschens eines beispielhaft gewählten OpAmps
-    ]{\label{fig:example_opamp_noise_plot}Darstellung des Rauschens eines beispielhaft gewählten OpAmps.
-        Deutlich zu erkennen ist das Spannungsrauschen in den unteren Frequenzen, welches bis circa
-        $\SI{1}{\kilo\hertz}$ dominiert, sowie das Stromrauschen in den oberen Frequenzen, welches ab
-        $\SI{100}{\kilo\hertz}$ stark ansteigt.}
-\end{figure}
 
 \cleardoublepage
 
 \section{Aufbau eines Transimpedanzverstärkers}
 \label{chap:basics_tia}
 
-Im Folgenden wird auf den grundlegenden Aufbau 
-und die Funktionalität eines TIVs eingegangen, 
-basierend auf \cite{Reinecke2018Oct} und \cite[S.S. 233]{Horowitz:1981307}.
+Im Folgenden wird auf den grundlegenden Aufbau und die Funktionalität eines TIVs eingegangen.
 
-Wie bereits beschrieben ist ein TIV eine OpAmp-Verschaltung, welche einen
-Strom in eine Spannung umwandelt.
-Die Verstärkung wird hierbei in $\Omega$ angegeben.
-Abbildung \ref{fig:example_tia_circuit} zeigt den grundlegenden
-Aufbau eines TIVs.
+Ein TIV ist eine variante einer OpAmp-Verschaltung, dessen Aufgabe es ist, einen Strom in eine Spannung umzuwandeln.
+Somit wird die Verstärkung der Schaltung in $\Omega$ angegeben.
+Die grundlegende Schaltung ist hierbei in \ref{fig:example_tia_circuit} aufgeführt.
 
 \begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.2]{grundlagen/OpAmp_TIA.drawio.png}
-    \caption[Grundlegender Schaltkreis eines Transimpedanzverstärkers]{
+    \caption[Grundlegender Schaltkreis eines Transimpedanzverstärkers,
+    eigene Darstellung nach \cite{Reinecke2018Oct}]{
         \label{fig:example_tia_circuit}Grundlegender Schaltkreis eines Transimpedanzverstärkers,
-        eigene Darstellung nach \cite{Reinecke2018Oct} und \cite[S.S. 233]{Horowitz:1981307}.}
+        eigene Darstellung nach \cite{Reinecke2018Oct}.}
 \end{figure}
+\todo{Find a citation for this?}
 
 Die Funktionsweise ist wie folgt:
 \begin{itemize}
-    \item Der OpAmp regelt seinen Ausgang entsprechend Kapitel \ref{chap:basics_opamp},
-    um die Differenz der Eingangsspannungen zu minimieren.
-    Da der positive Eingang fest auf $\SI{0}{\volt}$ gelegt ist, wird der negative Eingang ebenfalls auf $\SI{0}{\volt}$ gesteuert.
-    \item Ein Eingangsstrom fließt in den Eingang des TIV.
-        Dieser Strom ändert die Spannung am negativen Eingang des OpAmps, wobei ein positiver Strom
-        die Spannung ansteigen lässt bzw. ein negativer Strom die Spannung absenkt.
-
-    \item Durch die aufbauende differenzielle Spannung am Eingang ändert der OpAmp seine Ausgangsspannung.
-        Fließtz.~B. ein positiver Strom, steigt die Spannung am invertiernden OpAmp Eingang und die Ausgangsspannung
-        senkt sich ab.
-
-    \item Die neue Ausgangsspannung lässt über den Rückkoppelwiderstand $R_f$ einen Strom fließen.
-    Dieser Strom gleicht den Eingangsstrom so aus, dass die Spannung am negativen Eingang zurück auf $\SI{0}{\volt}$ getrieben wird.
+    \item Der OpAmp steuert den Ausgang, um die Differenz der Eingangsspannungen zu minimieren. Da der positive Eingang fest auf $\SI{0}{\volt}$ gelegt ist, wird der negative Eingang ebenfalls auf $\SI{0}{\volt}$ gesteuert.
+    \item Ein Eingangsstrom fließt in den Eingang des TIV. Durch den Strom kombiniert mit einer (parasitären) Eingangskapazität bildet sich eine Spannung aus.
+    \item Durch die aufbauende differenzielle Spannung am Eingang steuert der OpAmp eine neue Ausgangsspannung an.
+    \item Die Ausgangsspannung lässt über den Rückkoppelwiderstand $R_f$ einen Strom fließen. Dieser Strom gleicht den Eingangsstrom so aus, dass die Spannung am negativen Eingang zurück auf $\SI{0}{\volt}$ getrieben wird. Die Ausgangsspannung wird somit auf $R_\mathrm{f} \cdot I_\mathrm{in}$ getrieben.
 \end{itemize}
 
-Für einen idealen TIV ergibt sich somit die Ausgangsspannung wie folgt:
-\begin{equation}
-    U_\mathrm{out} = - R_\mathrm{f} \cdot I_\mathrm{in}
-\end{equation}
-
 Die Vor- und Nachteile dieser Schaltungsart sind wie folgt:
 
 \begin{itemize}
     \item[+] Leicht einstellbare Verstärkung. Der Rückkoppelwiderstand legt direkt die Verstärkung fest.
-    \item[+] Durch Auswahl eines geeigneten OpAmps und Rückkoppelwiderstandes sind sehr hohe Verstärkungen
-        mit geringem Aufwand möglich.
-
-    \item[+] Konstante Eingangsspannung. Der TIV-Eingang wird konstant auf $\SI{0}{\volt}$ getrieben. Hierdurch werden Effekte vonz.~B. parasitären Kapazitäten am Eingang verringert. Zudem können Abschirmungen an $\SI{0}{\volt}$, d.~h. Erde, angeschlossen werden.
-    
-    \item[-] Die Bandbreite kann stark durch parasitäre Effekte beeinflusst werden, und das Design
-             der Schaltung muss diese Effekte einbeziehen.
-
+    \item[+] Sehr hohe Verstärkungen sind durch Auswahl eines hohen Widerstandes möglich.
+    \item[+] Konstante Eingangsspannung. Der TIV-Eingang wird konstant auf $\SI{0}{\volt}$ getrieben. Hierdurch werden Effekte von z.B. parasitären Kapazitäten am Eingang verringert. Zudem können Abschirmungen an $\SI{0}{\volt}$, d.h. Erde, angeschlossen werden.
+    \item[-] Parasitäre Effekte begrenzen oft die Bandbreite.
     \item[-] Ein OpAmp mit sehr hohem GBWP ist notwendig, um stabil zu bleiben.
-    \item[-] Durch die hohe Verstärkung ist die Schaltung sehr anfällig für
-                das eingangsbezogene Rauschen des OpAmps sowie anderer Störquellen.
+    \item[-] Durch die hohe Verstärkung ist die Schaltung sehr rauschanfällig.
 \end{itemize}

TeX/Kapitel/RevisionV11.tex

@@ -12,7 +12,7 @@ in einem echten IMS im Wege steht.
 
 In Kapitel \ref{chap:v10_instability} wurde eine Instabilität der
 Schaltung bei angeschlossenem IMS festgestellt.
-Zusätzlich hierzu wurden andere Effekte wiez.~B. die Steigerung
+Zusätzlich hierzu wurden andere Effekte wie z.B. die Steigerung
 des Rauschniveaus bei angelegten externen Schaltungen festgestellt.
 
 Eine Vermutung ist, dass die Sensitivität des Schaltkreises auf externe 
@@ -57,24 +57,20 @@ der Schaltung keine Änderung vorgenommen. Lediglich der OpAmp wird durch eine
 kaskadierte Schaltung des {\em ADA4817 } ersetzt.
 Abbildung \ref{fig:v11_tia_schematic} zeigt den geänderten Schaltkreis auf.
 
-Hierbei sind U2B und U2A die zwei ADA4817-OpAmps der kaskadierten Verschaltung.
-Widerstände R33 und R34 setzten hierbei die Verstärkung von U2A fest.
-U2B übernimmt den Rest der Verstärkung, wobei die Gesamtverstärkung nur durch
-die Rückkoppelwiderstände R15 bis R18 sowie den Rückkoppelteiler R14+R19
-festgelegt wird.
-Da viele der Widerstandswerte vom Rückkoppelwiderstand abhängig sind,
-und mehrere Varianten dieses Schaltkreises mit verschiedenen
-$R_f$ angefertigt werden, werden für diese Widerstände Platzhalter 
-(``{\em Val?}'') eingetragen.
-
-\begin{figure}[htb]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[width=0.9\textwidth]{Auslegung/v1.1/tia_stage.png}
     \caption[Schaltkreis der Revision des
     Verstärkerteils des TIVs]{\label{fig:v11_tia_schematic}Schaltkreis der Revision des
         Verstärkerteils des TIVs.}
 \end{figure}
+\todo{Think about highlighting differences}
 
+Hierbei sind U2B und U2A die zwei ADA4817-OpAmps der kaskadierten Verschaltung.
+Widerstände R33 und R34 setzten hierbei die Verstärkung von U2A fest.
+U2B übernimmt den Rest der Verstärkung, wobei die Gesamtverstärkung nur durch
+die Rückkoppelwiderstände R15 bis R18 sowie den Rückkoppelteiler R14+R19
+festgelegt wird.
 Es ist bei einer kaskadierten Verschaltung gewünscht, so viel Verstärkung in die
 erste
 Stufe zu legen wie möglich, um das Rauschen zu minimieren und die Stabilität zu 
@@ -98,13 +94,13 @@ Aus diesem Grund wird hierauf nicht mehr genauer eingegangen.
 
 \begin{figure}[hb]
     \centering
-    \includegraphics[width=0.8\textwidth]{Auslegung/v1.1/tia_pcb.png}
+    \includegraphics[width=0.7\textwidth]{Auslegung/v1.1/tia_pcb.png}
     \caption{\label{fig:v11_tia_pcb}Auslegung des PCBs der Revision
         des TIVs}
 \end{figure}
 
 Die Kaskadenschaltung der zwei Verstärker ist um U2 herum gelegt. U2 ist 
-ein sog. {\em Dual Package OpAmp}, d.~h. es liegen zwei unabhängige 
+ein sog. {\em Dual Package OpAmp}, d.h. es liegen zwei unabhängige 
 ADA4817 im selben Paket vor. Dies ermöglicht eine möglichst kleine Auslegung
 des Rückkoppelpfades für die zweite Stufe des Verstärkers, welches für die Stabilität
 notwendig ist und weniger Störquellen einkoppelt.
@@ -119,7 +115,9 @@ weshalb auf diese hier nicht mehr eingegangen wird.
     \caption{\label{fig:v11_pcb_3d_image}3D-Modell der Revision des PCBs}
 \end{figure}
 
-\cleardoublepage
+\FloatBarrier
+\newpage
+
 \section{Vermessung der Revision}
 
 In diesem Kapitel wird die Revision der Platine
@@ -130,7 +128,7 @@ genutzt. Wo angemessen, sollen Vergleiche mit der vorherigen Version gezogen wer
 \subsection{Stabilität am IMS}
 \label{chap:v11_measurement_ims_stability}
 
-Es wird nun als Allererstes die Stabilität an einer IMS-Röhre vermessen. Hierfür wird dieselbe 
+Es wird nun als allererstes die Stabilität an einer IMS-Röhre vermessen. Hierfür wird dieselbe 
 Röhre wie in der Vermessung der ursprünglichen Version genutzt, an den Eingang des TIVs 
 angeschlossen und vermessen. Hierbei wird die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante genutzt.
 
@@ -140,23 +138,19 @@ das Spektrum des Rauschens dieser Variante.
 
 \begin{figure}[hb]
     \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/with_ims_noise.png}
+    \missingfigure{Add figure of with-IMS noise}
     \caption{\label{fig:v11_ims_noise}Rauschlevel der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante mit angeschlossenem IMS.}
 \end{figure}
 
 Diese Messung bestätigt, dass diese Revision der Schaltung keine Oszillationen bei Anschluss einer IMS-Röhre 
-aufweist. Das Rauschlevel ist nur minimal beeinträchtigt.
-Der Fehler der ursprünglichen Version wurde somit erfolgreich behoben.
+aufweist. Der Fehler der ursprünglichen Version wurde somit erfolgreich behoben.
 
 \FloatBarrier
 
-\subsection[Linearität]{Untersuchung der Linearität}
+\subsection{Linearität}
 
-In diesem Abschnitt wird die Linearität der Revision vermessen.
-Die Messung erfolgt hierbei mit denselben Messgeräten wie in Kapitel
-\ref{chap:v10_measurement_linearity}, d.~h. dem {\em Keithley 6221}
-sowie dem {\em Keysight 34461A}.
-Es wird jedoch durch die höhere
+In diesem Abschnitt wird die Linearität der neuen Revision vermessen. Die Messung erfolgt hierbei mit den 
+gleichen Messgeräten wie in Kapitel \ref{chap:v10_measurement_linearity}, es wird jedoch durch die höhere
 Versorgungsspannung des ADA4817 ein größerer Eingangsstrombereich von 
 $\SI{\pm3.5}{\nano\ampere}$ vermessen.
 Abbildung \ref{fig:v11_linearity} zeigt die vermessene Linearität von 
@@ -180,8 +174,8 @@ sich beide vermessenen Platinen gleich zu verhalten.
 
 \FloatBarrier
 
-Um eventuelle Fehler in der Linearität besser erkennen zu können, wird zudem der Fehler
-der Messung aufgezeichnet, d.~h. die Differenz zwischen der erwarteten und gemessenen
+Um eventuelle Fehler in der Linearität besser erkennen zu können wird zudem der Fehler
+der Messung aufgezeichnet, d.h. die Differenz zwischen der erwarteten und gemessenen
 Spannung. Dies ist in Abbildung \ref{fig:v11_linearity_error} aufgezeichnet.
 
 \begin{figure}[H]
@@ -191,27 +185,27 @@ Spannung. Dies ist in Abbildung \ref{fig:v11_linearity_error} aufgezeichnet.
     $\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante]{\label{fig:v11_linearity_error}
         Fehler der Ausgangsspannung der zwei vermessenen $\SI{47}{\mega\ohm}$
         TIVs. Zu sehen sind nur leichte Abweichungen der Ausgangsspannung 
-        von höchstens $\SI{1.5}{\milli\volt}$ sowie einige Sprünge.
+        von höchstens $\SI{1.5}{\milli\volt}$, sowie einige Sprünge.
     }
 \end{figure}
 
 Deutlich zu erkennen ist eine sehr geringe Abweichung der Ausgangsspannung
 vom Sollwert von höchstens $\SI{1.5}{\milli\volt}$, wobei meistens
 eine Abweichung von besser als $\SI{\pm1}{\milli\volt}$ eingehalten wird.
-Dies stellt merklich kleinere Abweichungen als bei der ersten Version dar und
-ist somit eine deutliche Verbesserung. Zu sehen sind ebenfalls einige kleine Sprünge
+Dies stellt wesentlich kleinere Abweichungen als bei der ersten Version dar und
+ist somit eine wesentliche Verbesserung. Zu sehen sind ebenfalls einige kleine Sprünge
 in beiden vermessenen Platinen, $+\SI{0.7}{\milli\volt}$ bei etwa 
 $\SI{-0.8}{\nano\ampere}$ sowie $+\SI{1}{\milli\volt}$ bei etwa $\SI{2}{\nano\ampere}$.
 Die genaue Ursache dieser Sprünge ist nicht bekannt. Die Amplitude der Sprünge stellt
-jedoch eine Änderung von nur 0.1\% dar und ist somit akzeptabel.
+jedoch eine Änderung von nur 0.1\% dar, und ist somit akzeptabel.
 
 Insgesamt ist die Linearität des neuen Schaltkreises somit eine wesentliche Verbesserung
-im Vergleich zur ersten Version und ist mehr als ausreichend für die
+im Vergleich zur ersten Version und ist mehr als Ausreichend für die
 hier gesetzten Zielparameter.
 
 \FloatBarrier
 
-\subsection[Bandbreite]{Untersuchung der Bandbreite}
+\subsection{Bandbreite}
 
 Um zu bestätigen, dass der neue Schaltkreis des TIVs eine ausreichende Bandbreite
 liefert, werden folgend die Übertragungsfunktionen der Revision vermessen.
@@ -231,33 +225,32 @@ aufgebaut wurden.
 \end{figure}
 
 Deutlich zu erkennen ist die gewünschte glatte Übertragungsfunktion bis hin zur Eckfrequenz.
-Hiernach fallen die Verstärkungen der Platinenvarianten jedoch unterschiedlich\\
-schnell ab.
+Hiernach fallen die Verstärkungen der Platinenvarianten jedoch unterschiedlich schnell ab.
 Alle Platinen bis auf die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante weisen einen Abfall von circa
 -20dB/Dekade auf, welcher durch das RC-Verhalten der Rückkoppelwiderstände bestimmt wird.
-Die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante weist jedoch einen Abfall von -40dB/Dekade auf, welches
+Die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante weist jedoch einen Abfall von -40dB/Dekate auf, welches
 auf einen gedämpften Oszillator schließen lässt. Ebenfalls ist ein Knick in der
 $\SI{82}{\mega\ohm}$ Variante bei circa $\SI{300}{\kilo\hertz}$ zu erkennen und ein deutlicher
 Resonanz-Peak in der $\SI{120}{\mega\ohm}$ Variante bei $\SI{600}{\kilo\hertz}$.
 
 Diese Diskrepanzen stören das Verhalten der Übertragungsfunktion für die hier gesetzten
-Zielparameter nicht, da die beobachteten Frequenzen gänzlich oberhalb der Eckfrequenz 
+Zielparameter nicht, da die beobachteten Frequenzen gänzlich überhalb der Eckfrequenz 
 des Filters
 von $\SI{30}{\kilo\hertz}$ liegen. Im Falle der $\SI{47}{\mega\ohm}$ ist der 
 stärkere Abfall der Verstärkung sogar vorteilhaft.
 Eine Vermutung der Ursache dieser Resonanz ist der kaskadierte Aufbau des Verstärkers selbst,
 wobei das GBWP der ersten oder zweiten Stufe zu einer leichten Überhöhung der Bandbreite
 führen kann.
-Aus der Messung der Übertragungsfunktionen können nun die -3~dB-Punkte der Platinen
+Aus der Messung der Übertragungsfunktionen können nun die -3dB-Punkte der Platinen
 entnommen werden. Diese sind in Tabelle \ref{table:v11_bandwidths} dargestellt.
 
 \begin{table}[hb]
     \centering
-    \caption{\label{table:v11_bandwidths}-3~dB-Frequenzen des ungefilterten 
+    \caption{\label{table:v11_bandwidths}-3dB-Frequenzen des ungefilterten 
         TIV-Ausgangs der Revision}
     \begin{tabular}{ |r|r|r| }
         \hline
-        Widerstand & -3~dB Punk \\
+        Widerstand & -3dB Punk \\
         \hline
         $\SI{20}{\mega\ohm}$ & $\SI{97.556}{\kilo\hertz}$ \\
         $\SI{47}{\mega\ohm}$ & $\SI{54.747}{\kilo\hertz}$ \\
@@ -267,7 +260,7 @@ entnommen werden. Diese sind in Tabelle \ref{table:v11_bandwidths} dargestellt.
     \end{tabular}
 \end{table}
 
-Im Vergleich
+Im Vergleich zur ursprünglichen Version 
 bieten die $\SI{20}{\mega\ohm}$ und $\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten der Platinen
 eine höhere Bandbreite als die Platinen der ursprünglichen Version, während die 
 $\SI{120}{\mega\ohm}$ Variante eine niedrigere Bandbreite aufweist. 
@@ -275,32 +268,34 @@ Diese Diskrepanz liegt vermutlich ebenfalls am beobachteten Verhalten der Kaskad
 und ist erneut im Falle der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante von Vorteil.
 
 Abbildung \ref{fig:v11_comparison_bandwidth} zeigt einen direkten Vergleich der 
-Bandbreiten der TIV-Stufen der vorherigen und neuen Version für 
+Bandbreiten der TIV-Stufen der vorherigen und neuen Revison für 
 die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante. Der steilere Abfall sowie die 
-leicht höhere -3~dB-Frequenz der Revision
+leicht höhere -3dB-Frequenz der Revision
 ist hierbei deutlich zu erkennen.
 
 \begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/revision_compare_bandwidth.png}
     \caption[Vergleich der Bandbreiten der 
-    $\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten von der alten und neuen Version]{\label{fig:v11_comparison_bandwidth}Vergleich der Bandbreiten der 
-        $\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten von der alten und neuen Version.}
+    $\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten von der alten und neuen Revision]{\label{fig:v11_comparison_bandwidth}Vergleich der Bandbreiten der 
+        $\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten von der alten und neuen Revision.}
 \end{figure}
 
-Die Filterstufe zwischen den Versionen wurde nicht geändert, 
+Die Filterstufe zwischen den Revisionen wurde nicht geändert, 
 da das Filterverhalten bereits als ausreichend empfunden wurde.
 Somit wird hier nicht erneut darauf eingegangen.
 
 Zusammengefasst besitzen die Varianten der $\SI{82}{\mega\ohm}$ und
 $\SI{120}{\mega\ohm}$ eine zu geringe Bandbreite, während 
 die $\SI{47}{\mega\ohm}$ und $\SI{20}{\mega\ohm}$ Varianten beide mehr als ausreichend
-Bandbreite besitzen. Die neue Version der Platine erfüllt somit die Anforderungen.
+Bandbreite besitzen. Die neue Revision der Platine erfüllt somit die Anforderungen.
+
+\clearpage
 
 \subsection{Rauschen}
 
 Folgend wird das Rauschen der Revision vermessen und mit der originalen Version
-verglichen. Es wird beschrieben, ob und wie sich das Rauschverhalten geändert hat.
+verglichen. Es wird beschrieben ob und wie sich das Rauschverhalten geändert hat.
 Das Spektrum des Rauschens wird mit dem selben Aufbau aus Kapitel \ref{chap:v10_measurement_noise}
 vermessen. Abbildung \ref{fig:v11_measurement_noise} zeigt die Rauschspektren der Revision.
 
@@ -311,7 +306,7 @@ vermessen. Abbildung \ref{fig:v11_measurement_noise} zeigt die Rauschspektren de
     der Revision]{\label{fig:v11_measurement_noise}Durchschnittliches Rauschspektrum der Platinen 
         der Revision.
         Erkennbar ist die Abhängigkeit des Rauschlevels vom Rückkoppelwiderstand.
-        Ebenfalls sind einige Frequenzen mit erhöhtem Rauschen erkennbar.}
+        Ebenefalls sind einige Frequenzen mit erhöhtem Rauschen erkennbar.}
 \end{figure}
 
 
@@ -325,7 +320,7 @@ Ebenso sind Spitzen im Rauschspektrum zu erkennen. Für $\SI{20}{\mega\ohm}$
 liegt eine deutliche Spitze bei $\SI{7}{\kilo\hertz}$ vor, 
 für $\SI{47}{\mega\ohm}$ die Erhöhung bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$ und für die 
 $\SI{120}{\mega\ohm}$ Variante eine deutliche Erhöhung bei 
-circa $\SI{700}{\kilo\hertz}$. Diese Erhöhungen des Rauschens liegen auf den 
+circa $\SI{700}{\kilo\hertz}$. Diese Eröhungen des Rauschens liegen auf den 
 gleichen Frequenzen wie die Resonanzen in der Bandbreite. Somit ist zu vermuten,
 dass die gleiche Ursache für beide Effekte zuständig ist.
 
@@ -395,8 +390,6 @@ Zwar ist das Rauschen im Vergleich zur ursprünglichen Version geringfügig erh
 bieten alle Versionen der Schaltung mit Ausnahme des $\SI{20}{\mega\ohm}$ TIVs
 ein akzeptabel geringes Rauschen.
 
-\FloatBarrier
-
 \subsection{Konsistenz des Schaltkreises}
 
 In diesem Abschnitt wird darauf eingegangen, wie wiederholbar
@@ -422,17 +415,14 @@ diese Kopie dasselbe Verhalten aufweist wie die original vermessene Platine.
 Abbildung \ref{fig:v11_bandwidth_consistency_check} zeigt die Bandbreiten der originalen
 Platine und der Kopie im direkten Vergleich. Es ist zu erkennen, dass eine leichte
 Diskrepanz der Bandbreiten um die Eckfrequenz herum vorliegt. Diese beträgt
-jedoch nur circa 2 dB und liegt in einem Bereich, der durch den nachfolgenden
+jedoch nur ca. 2 dB und liegt in einem Bereich, der durch den nachfolgenden
 Filter herausgefiltert wird. Für den relevanten Bereich bis $\SI{30}{\kilo\hertz}$
 sind beide TIVs jedoch nahezu identisch.
 
 Das Verhalten der TIVs scheint somit eine gute Konsistenz aufzuweisen.
-Es ist somit vermutlich nicht notwendig,
-die Platinen nach der Anfertigung noch weiter
+Es ist somit nicht notwendig, die Platinen nach der Anfertigung noch weiter
 abzustimmen.
 
-\FloatBarrier
-
 \subsection{Einfluss der Kaskadenschaltung}
 
 In diesem Abschnitt wird die Kaskadenschaltung der zwei ADA4817 genauer
@@ -445,9 +435,9 @@ Einbringung einer Kapazität mit dem Rückkoppelpfad der zweiten Stufe
 von Vorteil ist. Diese Filterung könnte theoretisch Rauschen in der ersten
 Stufe abfangen.
 Hierfür wird eine $\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante
-modifiziert, indem eine Kapazität parallel zu Widerstand R34 
+modifiziert indem eine Kapazität parallel zu Widerstand R34 
 (siehe Abbildung \ref{fig:v11_tia_schematic}) eingebracht wird. Diese Kapazität ist
-so ausgelegt, dass sie die Verstärkung der zweiten Stufe ab circa $\SI{60}{\kilo\hertz}$
+so ausgelegt, dass sie die Verstärkung der zweiten Stufe ab ca. $\SI{60}{\kilo\hertz}$
 absenkt.
 
 \begin{figure}[h]
@@ -490,7 +480,7 @@ in der zweiten Stufe von Vorteil.
 
 \FloatBarrier
 
-\subsubsection{Einfluss der Verstärkungsverteilung}
+\subsubsection{Verstärkungsverteilung}
 
 In diesem Kapitel soll nun untersucht werden, welche Verteilung
 der Verstärkungen zwischen erster und zweiter Stufe am besten ist.
@@ -503,6 +493,19 @@ Gemessen werden die Bandbreite sowie das Rauschen der Schaltung, mit
 den gleichen Messsystemen wie in den vorherigen Messungen (siehe Kapitel
 \ref{chap:v10_measurement_bandwidth} und \ref{chap:v10_measurement_noise}).
 
+\begin{figure}[h]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/CascadeSeries/bandwidths.png}
+    \caption[Übertragungsfunktionen eines
+        $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs mit varriierter Verstärkung der zweiten
+        Stufe der Kaskade]{
+            \label{fig:v11_cascade_bandwidths}Übertragungsfunktionen eines
+        $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs mit varriierter Verstärkung der zweiten
+        Stufe der Kaskade. Erkennbar ist ein starker Einfluss auf die
+        Bandbreite.}
+\end{figure}
+\todo{Use ratio of amp}
+
 Abbildung \ref{fig:v11_cascade_bandwidths} zeigt die Übertragungsfunktionen
 der getesteten Varianten.
 Deutlich zu erkennen ist die Abhängigkeit der Grenzfrequenz von der Verteilung
@@ -516,19 +519,7 @@ und nicht durch das GBWP oder die Rückkoppelwiderstände. Dies ist von Vorteil,
 hierdurch die Bandbreite der Schaltung durch Umverteilung der Verstärkung beliebig einstellen
 lässt, ohne hierbei die Stabilität des Schaltkreises zu gefährden.
 
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/CascadeSeries/bandwidths.png}
-    \caption[Übertragungsfunktionen eines
-        $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs mit varriierter Verstärkung der zweiten
-        Stufe der Kaskade]{
-            \label{fig:v11_cascade_bandwidths}Übertragungsfunktionen eines
-        $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs mit varriierter Verstärkung der zweiten
-        Stufe der Kaskade. Erkennbar ist ein starker Einfluss auf die
-        Bandbreite.}
-\end{figure}
-
-Generell ist nur die Einhaltung der Zielparameter von -3~dB bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$
+Generell ist nur die Einhaltung der Zielparameter von -3dB bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$
 wichtig. Höhere Bandbreiten werden durch die Filterstufe entfernt.
 
 
@@ -548,182 +539,21 @@ verschieden eingestellten Stufen. Hierbei ist eine starke Abhängigkeit des
 Rauschens von der Verteilung zu beobachten, wobei eine höhere Verstärkung
 der zweiten Stufe mit wesentich höherem Rauschen verbunden ist.
 Das höhere Rauschen scheint mit der höheren Bandbreite in Verbindung zu stehen,
-da in den niedrigen Frequenzen alle TIV-Varianten das gleiche Rauschen aufweisen
+da in den niedrigen Frequenzen alle TIV-Varianten das gleiche Rauschen aufweisen,
 und die einzelnen Rauschlevel entsprechend der Bandbreite des jeweiligen TIVs
 abknicken.
 
 
 Somit ist bestätigt, dass die Verteilung der Verstärkungen der TIV-Stufen ein wichtiger
 Paramter ist. Generell soll die Verstärkung der ersten Stufe so groß wie möglich gehalten
-werden, d.~h. die zweite Stufe so klein wie möglich, um das Rauschen zu vermindern.
+werden, d.h. die zweite Stufe so klein wie möglich, um das Rauschen zu vermindern.
 
-\cleardoublepage
-\section{Messung an einem IMS}
-
-Mit der Funktionalität des erstellten TIVs bestätigt, wird nun eine
-Messung an einem aktivem IMS durchgeführt.
-Hierbei soll das Auflösungsvermögen sowie das Rauschniveau des neu
-erstellten TIVs mit dem Verhalten des vorherig genutzten Verstärkers
-verglichen werden.
-
-Anhand der bereits durchgeführten Messungen wird der $\SI{47}{\mega\ohm}$
-TIV als Verstärker für dieses Experiment genutzt. Dieser besitzt
-das niedrigste Rauschen bei der gewollten Bandbreite von $\SI{30}{\kilo\hertz}$,
-und ist somit die beste Auswahl.
-Das genutzte IMS-System ist ein 75 mm PEEK-Röhren IMS, mit
-einer Driftspannung von $\SI{7.5}{\kilo\volt}$,
-welches bereits durch vorherige Messungen im Labor charakterisiert wurde
-und somit eine gut verstandene Platform darstellt.
-Zum Vergleich wird der bestehende Verstärker, der {\em GemiTIV},
-genutzt. Dieser ist auf eine vergleichbare Bandbreite von
-circa $\SI{25}{\kilo\hertz}$ eingestellt.
-
-Es werden insgesamt vier Messungen durchgeführt, zwei als 
-Referenz mit dem bestehendem Verstärker und zwei mit dem neu
-erstellten TIV. Für jeden Verstärker wird eine Messung
-mit zehnfacher Mittlung zur Reduktion des Rauschens und eine
-Messung ohne Mittlung durchgeführt. Da die Verstärker
-leicht unterschiedliche DC-Offsets und Verstärkungen besitzen,
-wird bei den gemessenen Spektren der DC-Anteil entfernt und 
-auf die Amplitude des Peaks normalisiert. 
-
-Die aufgenommenen
-Spektren sind in Abbildungen \ref{fig:v11_real_meas_avg}
-und \ref{fig:v11_real_meas_noavg} dargestellt.
-
-\begin{figure}[htb]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/IMS Measurements/averaged_compare.png}
-    \caption[Ergebnisse der gemittelten Messung am IMS]{
-        \label{fig:v11_real_meas_avg}
-        Ergebnisse der gemittelten Messungen der zwei Verstärker
-        im Vergleich, normalisiert auf die gleiche Peak-Höhe.
-
-        Zu erkennen ist eine sehr gute Übereinstimmung der
-        Messergebnisse und vergleichbares Rauschen. Die Peak-Form
-        ist bei beiden TIVs fast exakt gleich.
-    }
-\end{figure}
-
-\begin{figure}[htb]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/IMS Measurements/raw_compare.png}
-    \caption[Ergebnisse der ungemittelten Messung am IMS]{
-        \label{fig:v11_real_meas_noavg}
-        Ergebnisse der ungemittelten Messungen der zwei Verstärker
-        im Vergleich, normalisiert auf die gleiche Peak-Höhe.
-
-        In dieser Messung lässt sich das Rauschen besser vergleichen.
-        Hierbei ist zu erkennen dass der neu erstellte TIV ein insgesamt
-        kleineres Rauschen hat.
-    }
-\end{figure}
-
-\FloatBarrier
-
-Zu erkennen ist die gute Übereinstimmung der Messungen.
-Die für die Datenauswertung relevanten Formen der
-Gauss-Peaks werden vom neuen TIV gut dargestellt, es
-sind keine Verzerrungen im Vergleich zum bestehenden
-Verstärker zu erkennen.
-Bezüglich des Rauschens weist der neu erstellte TIV eine
-kleinere Amplitude auf, wobei anzumerken ist, dass
-die mechanische Schwingung des Aperturgitters innerhalb des
-IMS merklich zum Rauschen beitragen kann.
-
-Somit ist bewiesen, dass der hier erstellte 
-TIV erfolgreich in einem echten IMS-System genutzt werden kann
-und hierbei vergleichbar gute Messergebnisse liefert
-wie die bestehenden Systeme.
-
-\clearpage
-\section{Erprobung einer schnellen Variante}
-
-Die in Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} festgelegten Ziele
-sind für einen bestimmten Typ von IMS geeignet. Es gibt jedoch 
-andere Arten von IMS, welche schnellere Messungen benötigen, so
-z.~B. dem Hike-IMS.
-Dieses System benötigt Bandbreiten von mindestens 
-$\SI{250}{\kilo\hertz}$, mit 
-einem maximalen Eingangssignal von $\SI{10}{\nano\ampere}$.
-Somit wird eine TIV-Verstärkung von $\SI{100}{\mega\ohm}$ angestrebt.
-
-Aus diesem Grund wird im folgenden eine Variante des TIV-Schaltkreises
-erprobt, welche auf diese Parameter eingestellt ist. Hierfür
-wird als Rückkoppelwiderstand ein Wert von $\SI{2.4}{\mega\ohm}$ 
-genutzt. Zusätzlich wird der Ausgangsfilters auf eine Grenzfrequenz
-von $\SI{280}{\kilo\hertz}$ eingestellt.
-
-Vermessen werden Bandbreite und Rauschen mit den gleichen Methodiken
-wie in den vorherigen Kapiteln (vgl. Kapitel \ref{chap:v10_measurement_bandwidth}
-und Kapitel \ref{chap:v10_measurement_noise}). Abbildungen \ref{fig:v24_bandwidth}
-und \ref{fig:v24_noise} zeigen die Messwerte auf.
-
-\begin{figure}[ht]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/2M4/bandwidths.png}
-    \caption[Bandbreite der $\SI{2.4}{\mega\hertz}$-Variante]{
-        \label{fig:v24_bandwidth}
-        Bandbreite der $\SI{2.4}{\mega\hertz}$-Variante. Aufgezeichnet sind
-        die Bandbreiten des ungefilteren und gefilterten Ausgangs.
-        Zu erkennen ist ein flacher Frequenzgang bis circa $\SI{100}{\kilo\hertz}$,
-        ab welchem eine Überhöhung der Bandbreite erkennbar ist.
-    }
-\end{figure}
-
-
-Zu erkennen ist ein flacher Frequenzgang bis circa $\SI{100}{\kilo\hertz}$, mit
-einer darauf folgenden Instabilität, mit einer leichten
-Erhöhung von circa 3dB um $\SI{500}{\kilo\hertz}$ herum.
-Diese Erhöhung lässt darauf schließen, dass entweder das Limit
-des OpAmp GBWP erreicht wird (entsprechend Kapitel \ref{chap:opamp_parasitics_gbwp}), oder dass die Abschirmung für
-die höheren Frequenzen nicht ausreichend ist. Da die Überhöhung
-recht gering ist und keine Instabilität darstellt, ist 
-zu vermuten dass durch leichte Anpassungen die Übertragungsfunktion
-abgeflacht werden kann.
-
-
-\begin{figure}[ht]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/2M4/noises.png}
-    \caption[Rauschspektrum der $\SI{2.4}{\mega\hertz}$-Variante]{
-        \label{fig:v24_noise}
-        Rauschspektrum der $\SI{2.4}{\mega\hertz}$-Variante. Aufgezeichnet sind
-        die Spektren des ungefilteren und gefilterten Ausgangs.
-        Zu erkennen ist ein sehr geringes Rauschen bis hin zu
-        $\SI{100}{\kilo\hertz}$, ab welchem Punkt das Rauschen stark 
-        ansteigt.
-    }
-\end{figure}
-
-Das Rauschspektrum der erstellten Variante ist ebenfalls sehr gut für den
-Einsatz an einem IMS geeignet.
-Das Rauschlevel ist mit durchschnittlich $\SI{10}{\micro\volt\per\sqrt{\hertz}}$
-bis zur Filter-Grenzfrequenz sehr niedrig. Die in der Bandbreite erkennbare Überhöhung ist
-ebenso im Rauschen zu erkennen, da ab $\SI{100}{\kilo\hertz}$ das Rauschen stark ansteigt.
-Der Ausgangsfilter verringert teilweise das Rauschen, und mit
-einem maximalen Rauschlevel von $\SI{25}{\micro\volt\per\sqrt{\hertz}}$
-sind diese Messwerte dennoch sehr gut nutzbar.
-
-Insgesamt ist die erstellte Variante sehr gut für die Nutzung an schnelleren IMS-Systemen
-geeignet, da sie ein niedriges Rauschen und stabile Bandbreite anbietet.
-Bei weiterer Feineinstellung des TIVs ist zudem zu erwarten, dass die Überhöhungen
-korrigiert werden kann, um noch höhere Bandbreiten bei gleicher Verstärkung erreichen
-zu können.
-
-Eine Messung an einem echten IMS-System war durch technische Probleme
-unabhängig vom TIV nicht möglich.
-
-\clearpage
 \section{Fazit}
 
-Die Revision korrigiert erfolgreich die Instabilität, welche in der ersten Version
-des in dieser Arbeit erstellten TIVs festgestellt wurde.
-In den restlichen Parametern schneidet sie vergleichbar gut wie die erste Version ab.
+Die Revision korrigiert erfolgreich die Instabilität, welche in der ursprünglichen Version
+festgestellt wurde.
+In den restlichen Parametern schneidet sie vergleichbar gut wie die ursprüngliche Version ab.
 Zudem lässt sich durch die korrekte Einstellung der Verstärkungsverteilung der kaskadierten
 Stufe die Bandbreite des Schaltkreises arbiträr limitieren, was eine zusätzliche Rauschreduktion
-ermöglicht. In der Messung am echten IMS konnte bestätigt werden, dass der TIV
-Messwerte mit gleicher Qualität wie bestehende Systeme liefern kann.
-
-Zusammengefasst wurde somit bestätigt, dass erfolgreich ein TIV für die IMS entwickelt 
-wurde.
+ermöglicht.
+Somit wurde ein erfolgreicher und für ein IMS nutzbarer TIV entwickelt.

TeX/Kapitel/Vermessung.tex

@@ -6,49 +6,37 @@
 In diesem Kapitel wird der erstellte Schaltkreis auf seine Funktionstüchtigkeit
 untersucht.
 Es wird beurteilt, ob die Schaltung die festgelegten Zielparameter erreichen kann
-und welche Parameter einer Verbesserung bedürfen. Zusätzlich werden
-verschiedene Auslegungen des Schaltkreises getestet, um den Einfluss verschiedener
-Komponenten und Design-Varianten zu erproben.
+und welche Parameter einer Verbesserung bedürfen.
 
-Relevant ist hierbei vor allem die Größe des Rückkoppelwiderstandes, welcher
-entsprechend der Simulationen das Rauschen stark beeinflusst und die Bandbreite
-des Schaltkreises fest legt. Aus diesem Grund sollen verschiedene
-Rückkoppelwiderstände getestet werden.
-Ebenso relevant ist der Einfluss der Abschirmung, welche genauer betrachtet
-wird.
-
-Somit sind folgende Schaltkreise zu vermessen:
+Hierbei werden verschiedene Variationen des Schaltkreises vermessen, um
+einige Systemparameter bestimmen zu können. Diese sind:
 
 \begin{itemize}
     \item Ein Schaltkreis ohne Abschirmungen und mit $4\cdot\SI{47}{\mega\ohm}$
-        Rückkoppelwiderständen zur Bestätigung der Notwendigkeit der Abschirmungen.
+        Rückkoppelwiderständen, zur Bestätigung der Notwendigkeit der Abschirmungen.
     \item Drei Schaltkreise mit jeweils $4\cdot\SI{47}{\mega\ohm}$,
         $4\cdot\SI{20}{\mega\ohm}$ sowie $4\cdot\SI{120}{\mega\ohm}$ Rückkoppelwiderständen,
         um den Einfluss der verschiedenen Widerstände charakterisieren zu können.
 \end{itemize}
 
-Die Auswahl dieser Widerstände wurde entsprechend der Abschätzungen aus 
-Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations} getroffen.
-
-\clearpage
 \section{Messergebnisse}
 
 \subsection{Linearität}
 \label{chap:v10_measurement_linearity}
 
 In diesem Abschnitt wird die Linearität des erstellten
-Schaltkreises evaluiert. Diese Art der Vermessung gibt an,
+Schaltkreises erprobt. Diese Art der Vermessung gibt an,
 auf welche Art Eingangs- und Ausgangssignal in Relation stehen.
 Für die meisten Sensorsysteme ist eine möglichst lineare
-Relation gewünscht, d.~h.:
+Relation gewünscht, d.h.:
 
 \begin{equation*}
-    U_\mathrm{out} = I_\mathrm{in} \cdot R_\mathrm{f}
+    V_\mathrm{out} = I_\mathrm{in} \cdot R_\mathrm{f}
 \end{equation*}
 
 Wobei $R_\mathrm{f}$ der Rückkoppelwiderstand des TIVs ist.
 In einem echten System gibt es jedoch zusätzliche Fehlerquellen,
-welche diese Relation verändern, soz.~B.
+welche diese Relation verändern, so z.B.
 Nichtlinearitäten und Leckströme.
 
 Um die Relation zwischen Aus- und Eingang charakterisieren 
@@ -57,23 +45,23 @@ genutzt. Diese Quelle liefert Ströme mit einer Auflösung von $\SI{10}{\pico\am
 Der Ausgang dieser Quelle wird an den Eingang des gebauten TIVs 
 angeschlossen. Der Ausgang des TIVs wird mit einem digitalem
 Multimeter, dem {\em Keysight 34461A}, vermessen,
-wobei eine Mittlung von $\SI{2000}{\milli\second}$ eingestellt wird.
-Dies mittelt über 100 Perioden des $\SI{50}{\hertz}$-Stromnetzes hinweg, um 
+wobei eine Mittlung von $100\cdot\SI{20}{\milli\second}$ eingestellt wird.
+Dies mittelt über 100 Perioden des 50Hz-Stromnetzes hinweg, um 
 den Einfluss dieser Störquelle zu vermindern.
 
 Vermessen wird nur die abgeschirmte $4\cdot\SI{47}{\mega\ohm}$ 
 Variante des TIVs, da Nichtlinearitäten sowie Leckströme
 eine Funktion des Verstärkers selbst sind. Abschirmung,
-Widerstandsgröße etc. beeinflussen lediglich die dynamischen
+Widerstandsgröße etc. beeinflusst lediglich die dynamischen
 Eigenschaften des Schaltkreises, 
 da Widerstände generell keine Nichtlinearitäten bei DC aufweisen.
 Es wird ein Strombereich von $\SI{\pm2.6}{\nano\ampere}$
 Eingangsstrom in Schritten von $\SI{0.1}{\nano\ampere}$ vermessen.
-Abbildung \ref{fig:measurement_v1_linearity} zeigt das Ergebnis der Vermessung
+Abbildung \ref{fig:measurement_v1_linearity} zeigt das Ergebnis der Vermessung,
 und Abbildung \ref{fig:measurement_v1_linearity_error} zeigt die Abweichung
 der Messung vom Sollwert.
 
-\begin{figure}[ht]
+\begin{figure}[H]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/1G_47M_Linearity.png}
     \caption[Messergebnisse der Linearitätsmessung]{\label{fig:measurement_v1_linearity}
@@ -81,7 +69,7 @@ der Messung vom Sollwert.
         Es sind wie gewünscht keine merklichen Nichtlinearitäten zu erkennen.}
 \end{figure}
 
-\begin{figure}[ht]
+\begin{figure}[H]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/1G_47M_Linearity_Error.png}
     \caption[Abweichung der Linearität des TIVs]{
@@ -93,24 +81,24 @@ der Messung vom Sollwert.
     }
 \end{figure}
 
+\pagebreak
+
 Deutlich zu erkennen ist eine nutzbare lineare Abhängigkeit der Ausgangsspannung
 vom Eingangsstrom ohne starke Abweichungen vom linearen Zusammenhang.
-Es scheint ein leichter Fehler im Verstärkungsfaktor von 0.5\% vorzuliegen
+Es scheint ein leichter Fehler im Verstärkungsfaktor von 0.5\% vor zu liegen,
 und der Nullpunkt ist um circa $\SI{5}{\milli\volt}$ nach oben verschoben. 
 Beide dieser Fehler lassen sich durch eine lineare Kalibration entfernen, 
 der Schaltkreis besitzt somit ein nutzbares lineares Ausgangssignal.
-Lediglich an den Extremen des Messbereiches ab circa $\SI{\pm2.4}{\nano\ampere}$ ist ein
+Lediglich an den Extremen des Messbereiches ab ca. $\SI{\pm2.4}{\nano\ampere}$ ist ein
 Einknicken der Ausgangsspannung zu erkennen. Dies lässt sich durch die Versorgungsspannung
-des Verstärkers erklären, welche bei circa $\SI{\pm2.5}{\volt}$ liegt, wodurch die
+des Verstärkers erklären, welche bei ca. $\SI{\pm2.5}{\volt}$ liegt, wodurch die
 Ausgangsspannung begrenzt ist.
 
 In Zusammenfassung ist die Linearität des Schaltkreises mehr als ausreichend und
 für den gewünschten Eingangsstrom von $\SI{\pm1}{\nano\ampere}$ liegt ein komplett
 lineares Verhalten vor.
 
-\clearpage
-
-\subsection[Verstärkerbandbreite]{Untersuchung der Verstärkerbandbreite}
+\subsection{Bandbreite}
 \label{chap:v10_measurement_bandwidth} 
 
 Nun wird die Übertratungsfunktion der TIVs betrachtet.
@@ -159,14 +147,14 @@ aus Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations}, da sich vermutlich nicht alle
 parasitären Eigenschaften akkurat modellieren ließen. Dennoch ist eine klare
 Verbindung zwischen Widerstandsgröße und Bandbreite erkennbar.
 Die gemessenen
--3~dB Grenzfrequenzen sind in Tabelle \ref{table:v10_bandwidths} aufgelistet.
+-3dB Grenzfrequenzen sind in Tabelle \ref{table:v10_bandwidths} aufgelistet.
 
 \begin{table}[H]
     \centering
-    \caption{\label{table:v10_bandwidths}-3~dB-Frequenzen des ungefilterten TIV-Ausgangs}
+    \caption{\label{table:v10_bandwidths}-3dB-Frequenzen des ungefilterten TIV-Ausgangs}
     \begin{tabular}{ |r|r|r| }
         \hline
-        Widerstand & -3~dB Punk \\
+        Widerstand & -3dB Punk \\
         \hline
         $\SI{20}{\mega\ohm}$ & $\SI{58.484}{\kilo\hertz}$ \\
         $\SI{47}{\mega\ohm}$ & $\SI{49.355}{\kilo\hertz}$ \\
@@ -176,8 +164,8 @@ Die gemessenen
 \end{table}
 
 Die Übertragungsfunktionen aller drei Platinen weisen akzeptables Verhalten
-auf, d.~h. einen glatten Verlauf vor der Grenzfrequenz und einen 
-Abfall von circa -20dB/Dekade. Lediglich die Grenzfrequenz des
+auf, d.h. einen glatten Verlauf vor der Grenzfrequenz und einen 
+Abfall von ca. -20dB/Dekade. Lediglich die Grenzfrequenz des
 $\SI{120}{\mega\ohm}$ Schaltkreises ist relativ gering und bietet somit
 wenig Spielraum für die nachfolgende Filterung.
 
@@ -199,7 +187,7 @@ dargestellt.
 Die Auslegung der Filterstufe soll erst ab der Grenzfrequenz
 von $\SI{30}{\kilo\hertz}$ einen Abfall von -40dB/Dekate einbringen,
 wobei Frequenzen unterhalb der Grenzfrequenz nicht beeinflusst werden sollten.
-Dieses Verhalten ist auch deutlich in der Messung zu erkennen. Die -3~dB-Frequenzen
+Dieses Verhalten ist auch deutlich in der Messung zu erkennen. Die -3dB-Frequenzen
 der gefilterten Ausgänge sind in Tabelle \ref{table:v10_bandwidth_filters} aufgelistet.
 Wie bereits theorisiert, ist die Bandbreite der $\SI{120}{\mega\ohm}$-Variante zu gering
 für die vollen $\SI{30}{\kilo\hertz}$. Die anderen beiden Varianten besitzen
@@ -207,10 +195,10 @@ genug Bandbreite.
 
 \begin{table}[H]
     \centering
-    \caption{\label{table:v10_bandwidth_filters}-3~dB-Frequenzen der gefilterten Ausgänge des TIVs}
+    \caption{\label{table:v10_bandwidth_filters}-3dB-Frequenzen der gefilterten Ausgänge des TIVs}
     \begin{tabular}{ |r|r|r| }
         \hline
-        Widerstand & -3~dB Punk \\
+        Widerstand & -3dB Punk \\
         \hline
         $\SI{20}{\mega\ohm}$ & $\SI{30.220}{\kilo\hertz}$ \\
         $\SI{47}{\mega\ohm}$ & $\SI{30.199}{\kilo\hertz}$ \\
@@ -266,7 +254,7 @@ in Abhängigkeit zum Verstärkungsfaktor der Abschirmung zur Signalspannung.
 Deutlich zu erkennen ist ein starker Einfluss
 der Abschirmung auf die Verstärkungen selbst bei kleineren Frequenzen ab $\SI{500}{\hertz}$,
 wobei die Abschirmung den Frequenzgang sowohl anheben als auch absenken kann.
-So kannz.~B. bei weiterer Anhebung des Frequenzganges
+So kann z.B. bei weiterer Anhebung des Frequenzganges
 eine Instabilität und Oszillation auftreten. Zudem ist ein möglichst flacher Frequenzgang
 gewünscht.
 
@@ -279,12 +267,12 @@ Hieraus kann geschlossen werden, dass die Abschirmungen einen merklichen und wic
 die Stabilität des Frequenzganges haben. Die korrekte Abstimmung der Abschirmung ist somit 
 notwendig für die Funktionalität des TIVs.
 
-\FloatBarrier
+\clearpage
 
 \subsubsection{Messung ohne Abschirmung}
 
 Um zu bestätigen dass die Abschirmung notwendig ist, wird
-ein separates Platinendesign ohne jegliche Abschirmungen angefertigt
+eine PCB-Variante ohne jegliche Abschirmungen angefertigt,
 und dessen Übertragungsfunktion sollte vermessen werden.
 Dies war jedoch nicht möglich, da die Platine keinen stabilen Ausgang
 besaß. Der Ausgangspegel des TIVs ohne Abschirmung der Rückkoppelwiderstände
@@ -295,7 +283,7 @@ nie korrekt übertragen wird. Die Messung dieses instabilen
 Ausgangssignals ist in Abbildung \ref{fig:v10_unshielded_waveform} 
 dargestellt.
 
-\begin{figure}[ht]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/unshielded_47M.png}
     \caption[Ausgangsspannung des TIV-Schaltkreises ohne Abschirmung]{\label{fig:v10_unshielded_waveform}
@@ -310,11 +298,11 @@ Erdungskapazitäten auf die hochohmigen Potentiale der Rückkoppelwiderstände z
 Dies wurde bereits in Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations} theorisiert und
 die Messungen in \ref{chap:measurements_v10_shielding} wiesen auch auf eine Instabilität
 bei zu kleiner Abschirmung hin.
-Die Instabilität bei keiner Abschirmung ist somit erwartet und weist zusätzlich darauf hin,
-dass die bestehende Abschirmungsgeometrie ausreichend ist, um diese Instabilität zu vermeiden.
+Die Instabilität bei keiner Abschirmung ist somit erwartet und weißt zusätzlich darauf hin,
+dass die bestehende Abschirmungsgeometrie ausreichend ist um diese Instabilität zu vermeiden.
 Eine Operation gänzlich ohne Abschirmungselektroden ist nicht möglich.
 
-\FloatBarrier
+\clearpage
 
 \subsection{Rauschen}
 \label{chap:v10_measurement_noise}
@@ -324,7 +312,7 @@ Detektionsgrenzen, welche erreicht werden können. Aus diesem Grund wird dieses
 nun genauer vermessen.
 Generell sind niedrigere 
 Rauschwerte besser, wobei auch die Verteilung der Rauschenergie relevant ist,
-d.~h. ob es gewisse Frequenzen mit Spitzen oder Frequenbereiche mit erhöhtem 
+d.h. ob es gewisse Frequenzen mit Spitzen oder Frequenbereiche mit erhöhtem 
 oder niedrigerem Rauschen gibt.
 
 Um das Rauschen der Platinen aufzunehmen, wird der Eingang des TIVs
@@ -333,12 +321,7 @@ eingebaut, um äußere Störsignale zu verringern.
 Es wird für jede Platine das FFT-Spektrum von 
 $\SI{500}{\hertz}$ bis $\SI{1}{\mega\hertz}$ aufgenommen, wobei jeweils 1000 Spektren
 genutzt werden, um die durchschnittliche Verteilung
-des Rauschens zu berechnen. Die Aufnahme der Spektren erfolgt mit dem
-{\em Analog Discovery 3},
-wobei die Rauschgrenze dieses Messgerätes bei circa $\SI{0.5}{\micro\volt\per\sqrt{\hertz}}$
-liegt und somit die gemessenen Rauschlevel nicht
-merklich beeinflusst.
-Die aufgenommenen Spektren sind in 
+des Rauschens zu berechnen. Die aufgenommenen Spektren sind in 
 Abbildung \ref{fig:v10_noises_ch1} dargestellt.
 
 \begin{figure}[ht]
@@ -352,14 +335,14 @@ Abbildung \ref{fig:v10_noises_ch1} dargestellt.
         Die gleichmäßige Verteilung des Rauschens ist sichtbar.}
 \end{figure}
 
-Deutlich zu erkennen ist die Abhängigkeit des Rauschens von der Widerstandsgröße,
+Deutlich zu erkennen ist die Abhängigkeit des Rauschens von der Widerstands-Größe,
 welches der Vorhersage aus Kapitel \ref{chap:r_noise} entspricht.
 Das Rauschen ist bei allen drei Platinen relativ gleichmäßig 
-verteilt, mit einer flachen Spitze bei circa $\SI{30}{\kilo\hertz}$.
+verteilt, mit einer flachen Spitze bei ca. $\SI{30}{\kilo\hertz}$.
 Es sind keine Frequenz-Spitzen und keine Resonanzen zu erkennen.
 
 Zusätzlich wird das Verhalten der Filter-Stufe auf das Rauschen
-betrachtet. Mithilfe desselben Messaufbaus wird das Rauschen 
+betrachtet. Mithilfe des selben Messaufbaus wird das Rauschen 
 des gefilterten Ausgangs aufgenommen und aufgezeichnet. Abbildung 
 \ref{fig:v10_noises_ch2} zeigt die aufgenommenen Spektren.
 
@@ -377,18 +360,18 @@ des gefilterten Ausgangs aufgenommen und aufgezeichnet. Abbildung
 
 \FloatBarrier
 
-Deutlich zu erkennen ist eine starke Reduktion des Rauschens ab $\SI{30}{\kilo\hertz}$ 
-, welches das gewünschte Verhalten ist. Der Filter reduziert 
+Deutlich zu erkennen ist eine starke Reduktion des Rauschens ab der $\SI{30}{\kilo\hertz}$ 
+Grenzfrequenz des Filters, welches das gewünschte Verhalten ist. Der Filter reduziert 
 somit effektiv das Rauschen des TIV Ausgangs.
 
 Es wird zudem das RMS-Level des Rauschens sowohl vor als auch nach der 
-Filterung gemessen. Diese sind in Tabelle \ref{table:v10_noise_table} aufgelistet.
+Filterung gemessen, und ist in Tabelle \ref{table:v10_noise_table} aufgelistet.
 Das niedrigere Rauschniveau der Varianten mit größeren
 Widerständen, sowie die Effektivität der Filterung des Ausganges, sind deutlich zu erkennen.
 
-\begin{table}[htb]
+\begin{table}[hb]
     \centering
-    \caption{\label{table:v10_noise_table}RMS-Spannungen des Rauschens der Platinen}
+    \caption{\label{table:v10_noise_table}AC-RMS-Spannungen des Rauschens der Platinen}
     \begin{tabular}{ |r|r|r|r| }
         \hline
         Widerstand & Rauschen des 
@@ -407,6 +390,7 @@ für die Messungen, mit einem breit verteiltem Rauschen ohne spezifische Töne u
 einem niedrigen Rauschlevel.
 
 \FloatBarrier
+\newpage
 
 \subsection{Stabilität am IMS}
 \label{chap:v10_instability}
@@ -429,7 +413,7 @@ Signals ausgegeben wird.
 Abbildung \ref{fig:measurement_v10_ims_instability} zeigt die Ausgangsspannung bei
 angeschlossener IMS-Röhre auf.
 
-\begin{figure}[ht]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.0-a1/Instability.png}
     \caption[Ausgangsspannung des
@@ -443,7 +427,7 @@ Zu erwarten ist eine stabile, statische Ausgangsspannung, da keine Ionen auf die
 gegeben werden. Die gemessene Ausgangsspannung jedoch zeigt ein stark variables,
 schwingendes Signal, welches bis an die Ausgangsspannungen schwingt.
 Dieses Verhalten weist auf eine erhöhte Sensitivität der Schaltung auf
-Eingangskapazitäten hin. Eine Vermutung wird aufgestellt, dass das
+Eingangskapazitäten hin. Eine Vermutung wird aufgestellt dass das
 Eingangs-Spannungsrauschen des OpAmps selbst einen virtuellen Rausch-Strom 
 erzeugt, welcher vom Verstärker mit verstärkt wird. Somit ist das
 Eingangsspannungsrauschen für die korrekte Funktionalität
@@ -452,9 +436,9 @@ eines TIVs von größerer Bedeutung als anfänglich erwartet.
 Es ist anzumerken, dass eine solche Instabilität nicht korrekt in den Simulationen
 mit LTSpice abgebildet wird.
 Simulationen können nicht alle realen Vorgänge korrekt abbilden, wodurch vor allem
-bei transienten Vorgängen oder denen in der Nähe der Arbeitsgrenzen, soz.~B. der 
-maximalen Ausgangsspannung, Abweichungen von der Realität auftreten.
-Diese Instabilität kann somit nur experimentell untersucht werden.
+bei transienten Vorgängen oder denen in der Nähe der Arbeitsgrenzen, so z.B. der 
+maximalen Ausgangsspannung, Abweichungen von der Realität auftreten. Diese 
+Instabilität ist somit nur experimentell aufweislich. 
 
 Die Präsenz dieser Instabilität ist für den Einsatz in einem IMS ungeeignet.
 Der instabile und schwingende Ausgang erlaubt keine Messung der feinen
@@ -483,7 +467,7 @@ mit korrekt eingestellter Abschirmung einen glatten Frequenzgang bis hin
 zu ihrer Grenzfrequenz aufweisen.
 
 Das Rauschen der Platinen ist angemessen für den Nutzen in IMS-Systemen,
-wobei die Platinen ein breit verteiltes Rauschen ohne Peak-Frequenzen
+wobei die Platine ein breit verteiltes Rauschen ohne Peak-Frequenzen
 besitzt, welches für Messungen von Vorteil ist. Das Rauschlevel
 aller drei Platinen ist nutzbar, wobei jedoch die $\SI{120}{\mega\ohm}$
 und $\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten die besten Rauschlevel besitzen.

TeX/Kapitel/Zusammenfassung.tex

@@ -1,41 +0,0 @@
-\cleardoublepage
-\chapter{Zusammenfassung}
-
-In dieser Arbeit konnte erfolgreich ein neues
-Design eines TIVs erstellt werden.
-Hierbei wurden wichtige parasitären Effekte des Schaltkreises
-dargestellt und neuartige 
-Kompensationsmöglichkeiten zur Reduktion des Einflusses
-dieser ausgelegt.
-
-Mithilfe des durch Simulation vertieften Verständisses
-über die parasitären Effekte sowie der Arbeitsweise
-der Operationsverstärker konnte ein erstes Design
-ausgelegt werden, welches die Anforderungen 
-an Bandbreite und Rauschlevel erfüllte.
-Lediglich die Stabilität des Schaltkreises führte 
-zu Problemen.
-
-Die Ursprünge der Instabilität wurde thematisiert,
-wobei das Rauschen des verwendeten OpAmps zusammen mit
-einer möglichen Instabilität durch das GBWP vermutet wurde.
-Es konnte in einer Revision der Schaltung die Stabilität
-deutlich verbessert werden, in dem eine kaskadierte
-OpAmp-Struktur mit ausreichendem GBWP und stabilisierender
-Limitierung durch eine passend eingestellte offene Verstärkung
-entwicklet wurde.
-
-Der somit erstellte Schaltkreis konnte in einer Messung
-an einem der IMS-Systeme des GEM an der Leibniz Universität
-Hannover vermessen werden  und wurde mit den bestehenden
-Systemen verglichen. Somit konnte bestätigt werden, dass 
-das neu erstellte System Messwerte mit guter Qualität liefert
-und seine Zielanforderungen erfüllt.
-Es wurde ebenfalls eine Variation des TIVs aufgebaut, welche
-mit höherer Bandbreite arbeitet und somit den erstellten
-TIV für einen breiteren Anwendungsbereich einsetzbar macht.
-
-Hierbei konnte der TIV so ausgelegt werden, dass keine manuellen
-Nachjustierungen für eine korrekte Operation notwendig sind,
-und der Preis sowie die Größe des Schaltkreises konnten im 
-Vergleich zur Vorgängerversion deutlich verringert werden.

TeX/Literaturverzeichnis.bib

@@ -1,13 +1,3 @@
-@book{Horowitz:1981307,
-      author        = "Horowitz, Paul and Hill, Winfield",
-      title         = "{The art of electronics; 3rd ed.}",
-      publisher     = "Cambridge University Press",
-      address       = "Cambridge",
-      year          = "2015",
-      url           = "https://cds.cern.ch/record/1981307",
-}
-
-
 @article{Reinecke2018Oct,
 	author = {Reinecke, Tobias and Clowers, Brian H.},
 	title = {{Implementation of a flexible, open-source platform for ion mobility spectrometry}},
@@ -68,119 +58,20 @@
 	eid = {MT-038}
 }
 
+@misc{WikipediaResistors2024May,
+	author = {{Contributors to Wikimedia projects}},
+	title = {{Johnson{\textendash}Nyquist noise - Wikipedia}},
+	year = {2024},
+	month = may,
+	note = {[Online; accessed 13. May 2024]},
+	url = {https://en.wikipedia.org/w/index.php?title=Johnson-Nyquist_noise&oldid=1222085733}
+}
+
 @misc{ADFilterDesign,
 	author = {{Analog Devices}},
 	title = {{Filter Design Tool}},
 	year = {2024},
-	month = jul,
+	month = July,
 	note = {[Online; accessed 05. July 2024]},
 	url = {https://tools.analog.com/en/filterwizard/}
 }
-
-@misc{JBellemann22,
-	author = {{Jeroen Belleman}},
-	title = {{Shunt capacitance of 1206 SMD resistors}},
-	year = {2010},
-	month = dec,
-	note = {[Online; accessed 28th August 2024]},
-	url = {http://jeroen.web.cern.ch/jeroen/resistor/shuntC.html}
-}
-
-@misc{VishayRFreq,
-	title = {{Frequency Response of Thin Film Chip Resistors}},
-	year = {2009},
-	month = feb,
-	note = {[Online; accessed 28th August 2024]},
-	url = {https://www.vishay.com/docs/60107/freqresp.pdf}
-}
-
-@misc{DatasheetADA4530,
-	title = {{Datasheet ADA4530 - Femtoampere Input Bias Current Electrometer Amplifier}},
-	year = {2024},
-	month = jun,
-	note = {[Online; accessed 12th June 2024]},
-	url = {https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/ada4530-1.pdf}
-}
-
-@misc{DatasheetLTC2274,
-	title = {{Datasheet LTC2274 - 16-Bit, 105Msps Serial Output ADC}},
-	year = {2009},
-	month = jun,
-	note = {[Online; accessed 21th June 2024]},
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-
-@misc{DatasheetLTC626810,
-	title = {{Datasheet LTC6268-10 - 4GHz Ultra-Low Bias Current FET Input Op Amp}},
-	year = {2015},
-	month = feb,
-	note = {[Online; accessed 21th June 2024]},
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-
-@misc{DatasheetADA4817,
-	title = {{Datasheet ADA4817 - Low Noise, 1 GHz FastFET Op Amps}},
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-
-@misc{DatasheetLMP7721,
-	title = {{Datasheet LMP7721 - 3-Femtoampere Input Bias Current Precision Amplifier}},
-	year = {2014},
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-
-@misc{SierraReduceCapacitances,
-	title = {{How to reduce parasitic capacitance in PCB layout}},
-	year = {2021},
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-	note = {[Online; accessed 10th June 2024]},
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-
-@misc{AltiumReduceCapacitance,
-	title = {{How to Reduce Parasitic Capacitance in a PCB Layout}},
-	author = {{Zachariah Peterson }},
-	year = {2022},
-	month = mar,
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-	url = {https://resources.altium.com/p/how-reduce-parasitic-capacitance-pcb-layout}
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-
-@misc{AltiumLeakages,
-	title = {{PCB Leakage Current and Breakdown in High Voltage Design}},
-	author = {{Zachariah Peterson}},
-	year = {2020},
-	month = jan,
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-
-@misc{GaussLaw,
-	title = {{Maxwell’s equations}},
-	author = {{Wikimedia Foundation}},
-	year = {2024},
-	month = sep,
-	note = {[Online; accessed 15th March 2024]},
-	url = {https://en.wikipedia.org/wiki/Maxwell’s_equations }
-}
-
-@article{Yang:21,
-author = {Jinqing Yang and Minjie Wan and Weixian Qian and Kan Ren and Dongming Lu and Jun Zhang and Guohua Gu and Qian Chen},
-journal = {Appl. Opt.},
-keywords = {Avalanche photodiodes; Fiber optic gyroscopes; Optical signals; Phase compensation; Photodetectors; Photodiodes},
-number = {31},
-pages = {9748--9756},
-publisher = {Optica Publishing Group},
-title = {Bandwidth extension method based on the field-shunting effect in a high-gain photoelectric receiver circuit},
-volume = {60},
-month = {Nov},
-year = {2021},
-url = {https://opg.optica.org/ao/abstract.cfm?URI=ao-60-31-9748},
-doi = {10.1364/AO.442413},
-abstract = {In the high-gain photoelectric receiver circuit, the method based on the field-shunting effect is applied to improve the bandwidth of the transimpedance amplifier. This method is implemented by adding a ground trace under the gain resistor, which reduces the parasitic capacitance of the gain resistor and thus increases the bandwidth. To obtain the specific impact of this method on bandwidth, a series of simulations are carried out, including electromagnetic simulations of a three-dimensional structure of circuit gain part and simulation program with integrated circuit emphasis (SPICE) simulations of the high-gain voltage-current feedback transimpedance amplifier. Finally, the optimal simulation result shows that selecting a 1206 size chip fixed resistor and setting the ground trace width to 1.1 mm can greatly reduce the influence of resistor parasitic effects on the circuit, thereby achieving the best performance of bandwidth extension. Further, the comparative experiment also verifies the effectiveness of the method for bandwidth enhancement.},
-}

TeX/config/Konfiguration.tex

@@ -30,7 +30,7 @@
 %%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%
 % Literaturverzeichnis
 
-\bibliographystyle{unsrt}                						%Literaturangaben nach Erscheinen im Text sortiert, "DIN 1505 Teil 2"
+\bibliographystyle{plain}                						%Literaturangaben nach Erscheinen im Text sortiert, "DIN 1505 Teil 2"
 
 %%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%
 % Zusätzliche Worttrennungen

TeX/config/Pakete.tex

@@ -73,9 +73,9 @@
 \usepackage{listings}                                       % Paket für Quelltexte
 \usepackage{pdfpages} 
 \usepackage{import}																					% Erlaubt relative Pfadangaben
-\usepackage[output-decimal-marker={,},number-unit-product={~}]{siunitx}              													% Paket für Einheiten
+\usepackage[output-decimal-marker={,}]{siunitx}              													% Paket für Einheiten
 \usepackage{xfrac}
 \DeclareSIUnit \var {var}
 
-%\usepackage{todonotes}																			% Todo-Notes im Text erstellen
-\usepackage[disable]{todonotes}														% Vor dem Drucken Todo Notes hier global deaktivieren!
+\usepackage{todonotes}																			% Todo-Notes im Text erstellen
+%\usepackage[disable]{todonotes}														% Vor dem Drucken Todo Notes hier global deaktivieren!