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Images/Datavis/Parasitics/SingleStage_noise_example.txt

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+42417.6693008045,0.9039109669471659,1.009733481253312
+46188.78114026435,0.9042715871033818,1.026112848992664
+50295.16091735802,0.9204492361737835,1.061339840043801
+54766.61538266474,0.9532352606112943,1.115872385395375
+59635.60123410552,0.9876451449488154,1.176007482608929
+64937.46070857163,1.036164921120545,1.253792082253891
+70710.67811865476,1.093006746296103,1.344997813995154
+76997.15919658696,1.156035441015558,1.446260656378431
+83842.53527304941,1.238727568922529,1.571148122930688
+91296.49449877541,1.330376667048008,1.70928021745514
+99413.14251316742,1.421714963538579,1.850131793062864
+108251.3951778937,1.541736442499503,2.020795377461334
+117875.4062261777,1.633439738550361,2.160119180517148
+128355.0329319346,1.747248581361917,2.311180413577901
+139766.3431788814,1.859029854111401,2.438724679584794
+152192.1676102557,1.952900823017956,2.510065391890875
+165722.7008669993,2.03606881194575,2.504853779788736
+180456.1562785853,2.084529844577376,2.358974351257724
+196499.4787586509,2.113493797422283,2.032737554539585
+213969.121080097,2.054476376440828,1.392739167372135
+232991.8891643553,1.879955891405447,0.345353071269856
+253705.8625204811,1.594017428203762,-1.15080035104977
+276261.3965152074,1.209879682299463,-3.093937859335496
+300822.2137490871,0.6139703868276714,-5.565158782399767
+327566.5924606298,-0.1415080380451158,-8.470851907860732
+356688.6605846405,-1.070953640843908,-11.76457296551296
+388399.8048578667,-2.149744034580703,-15.38580589288573
+422930.2052001509,-3.382391680856555,-19.29318660261147
+460530.5055086171,-4.747706442617753,-23.41254684543469
+501473.6329925933,-6.120872777342269,-27.58446881880148
+546056.7792551683,-7.532339535513937,-31.80221286773898
+594603.5575013605,-9.178976907108957,-36.23643273360361
+647466.3515312955,-10.65729586499282,-40.4052137953073
+705028.8735689037,-12.39949586580797,-44.71413674158404
+767708.949492507,-14.05527701083011,-48.63301602794343
+835961.5516842912,-15.97948057179127,-52.60946167331618
+910282.1015130405,-17.72666143536904,-55.59280561724363
+991210.0654216822,-19.48813670601904,-58.79707425647847
+1079332.870722362,-21.42497374222232,-61.21466917111044
+1175290.169522419,-23.33082578507574,-64.01639792750623
+1279778.481731564,-25.03409347672358,-66.39051775220496
+1393556.250852234,-27.21689109039605,-68.48540120325576
+1517449.349251264,-29.4902182750603,-70.64459051741795
+1652357.07287373,-31.35540453829936,-72.8948941060642
+1799258.668912415,-33.06501934709233,-74.1484224713403
+1959220.443814972,-35.06409580305128,-75.31271849220008
+2133403.503223242,-37.52007345122611,-76.87337824638931
+2323072.180026229,-39.57652883377855,-77.61622039348799
+2529603.21170294,-41.79045486889298,-76.85918590500367
+2754495.733570181,-42.77679125971041,-77.02928404745245
+2999382.160472731,-44.89601404830941,-76.76898690633321
+3266040.035902224,-47.61576655697296,-75.75591110983486
+3556404.934553247,-47.68394890559215,-75.8771527593628
+3872584.511971773,-51.40425962145641,-72.42146535868946
+4216873.803277285,-53.68893462286454,-71.29204490595707
+4591771.8820066,-53.94050674094446,-69.53083729547706
+5000000,-55.44384663189778,-69.0736153495462

Images/Datavis/generate_plot.py

@@ -265,10 +265,13 @@ def perform_bandwidth_normalization(plot_data, plot_config):
 
     for step in plot_data['steps']:
         y_data = step[plot_config['y_key']]
+
+        y_adjust = y_data[0] - plot_config.get('bandwidth_zero', 0)
+
         new_y_data = []
 
         for datapoint in y_data:
-            new_y_data.append(datapoint - y_data[0])
+            new_y_data.append(datapoint - y_adjust)
 
         step[plot_config['y_key']] = new_y_data
 
@@ -332,7 +335,7 @@ def generate_plot(plot_config):
     for data_process_step in plot_config.get('data_processing_steps', []):
         perform_processing_step(data_process_step, plot_data, plot_config)
 
-    fig = plt.figure();
+    fig = plt.figure(figsize=(10, 3.5));
 
     if(plot_config['type'] == 'lt_sweep'):
         plot_lt_sweep(fig, plot_config, plot_data);

Images/Datavis/plots.yml

@@ -7,9 +7,49 @@ defaults:
     Cin: $C_{in}$
 
 plots:
+  - loadtype: simplecsv
+    load: example_spectrum.csv
+    type: single
+
+    load_values: ["time", "example_voltage"]
+
+    x_key: time
+    y_key: example_voltage
+
+    xscale: linear
+    yscale: linear
+
+    xmin: 0.010
+    xmax: 0.0115
+    ymax: 1
+    xplaces: 1
+
+    xlabel: Zeit (s)
+    ylabel: TIV-Spannung (V)
+
+    ofile: example_peak.png
+  - loadtype: simplecsv
+    load: example_spectrum.csv
+    type: single
+
+    load_values: ["time", "example_voltage"]
+
+    x_key: time
+    y_key: example_voltage
+
+    xscale: linear
+    yscale: linear
+
+    xmin: 0.004
+    xmax: 0.0145
+
+    xlabel: Zeit (s)
+    ylabel: TIV-Spannung (V)
+
+    ofile: example_spectrum.png
   - loadtype: multicsv
     load:
-      Gemitiv:  IMS Measurements/Spectrum_7.csv
+      GemiTIV:  IMS Measurements/Spectrum_7.csv
       HighTIME: IMS Measurements/Spectrum_23.csv
 
     load_values: ["time", "voltage"]
@@ -28,13 +68,14 @@ plots:
 
     xlabel: Zeit (s)
     ylabel: Normalisierter Messwert (a.u.)
+    legend_title: TIV
 
     linewidth: 1
 
     ofile: IMS Measurements/averaged_compare.png
   - loadtype: multicsv
     load:
-      Gemitiv:  IMS Measurements/Spectrum_59.csv
+      GemiTIV:  IMS Measurements/Spectrum_59.csv
       HighTIME: IMS Measurements/Spectrum_37.csv
 
     load_values: ["time", "voltage"]
@@ -53,10 +94,34 @@ plots:
 
     xlabel: Zeit (s)
     ylabel: Normalisierter Messwert (a.u.)
+    legend_title: TIV
 
     linewidth: 0.8
 
     ofile: IMS Measurements/raw_compare.png
+  - load: Parasitics/SingleStage_noise_example.txt
+    loadtype: ltspice
+    type: single
+
+    xlabel: Frequenz (Hz)
+    ylabel: Rauschlevel ($V/\sqrt{Hz}$)
+
+    xformatter: engineering
+    xplaces: 0
+
+    xmin: 10
+    xmax: 1000000
+    ymax: 0.00000000000008
+
+    yformatter: engineering
+    yplaces: 1
+
+    x_key: frequency
+    y_key: V(onoise)/{Rf}
+
+    xscale: log
+
+    ofile: Parasitics/SingleStage_noise_example.png
   - load: 
       47M N.1: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/linearity_1.csv
       47M N.2: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/linearity_2.csv
@@ -78,6 +143,7 @@ plots:
 
     xlabel: Eingangsstrom (nA)
     ylabel: Ausgansspannungsfehler (V)
+    legend_title: TIV
 
     ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/linearity_error.png
   - load: 
@@ -96,6 +162,7 @@ plots:
 
     xlabel: Eingangsstrom (nA)
     ylabel: Ausgangsspannung (V)
+    legend_title: TIV
 
     ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/linearity.png
   - loadtype: multicsv
@@ -107,6 +174,7 @@ plots:
       x50: V1_Measurements/V1.1-a1/CascadeSeries/noise_47M_x50.csv
 
     ylabel: Rauschlevel ($V/\sqrt{Hz}$)
+    legend_title: U2A-Verstärkung
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Trace 1 (VHz)"]
 
@@ -123,6 +191,51 @@ plots:
     yplaces: 2
 
     ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/CascadeSeries/noises.png
+  - loadtype: multicsv
+    load:
+      Ungefiltert: V1_Measurements/V1.1-a1/2M4/noise.csv
+      Gefiltert: V1_Measurements/V1.1-a1/2M4/noise_filt.csv
+
+    ylabel: Rauschlevel ($V/\sqrt{Hz}$)
+    legend_title: Ausgang
+
+    load_values: ["Frequency (Hz)","Trace 1 (VHz)"]
+
+    type: lt_sweep
+    x_key: Frequency (Hz)
+    y_key: "Trace 1 (VHz)"
+    yformatter: engineering
+    yplaces: 1
+
+    xmin: 2000
+    xmax: 5000000
+    ymin: 0
+    ymax: 0.00003
+
+    ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/2M4/noises.png
+  - loadtype: multicsv
+    load:
+      Ungefiltert: V1_Measurements/V1.1-a1/2M4/bandwith.csv
+      Gefiltert:   V1_Measurements/V1.1-a1/2M4/bandwith_filt.csv
+
+    data_processing_steps:
+      - normalize_bandwidth
+    bandwidth_zero: 160
+
+    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
+    legend_title: Ausgang
+
+    load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 1 Magnitude (dB)"]
+
+    type: lt_sweep
+    x_key: Frequency (Hz)
+    y_key: "Channel 1 Magnitude (dB)"
+    
+    xmin: 10000
+    xmax: 5000000
+    ymin: 120
+
+    ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/2M4/bandwidths.png
   - loadtype: multicsv
     load:
       x2: V1_Measurements/V1.1-a1/CascadeSeries/bandwidth_47M_x2.csv
@@ -134,8 +247,10 @@ plots:
 
     data_processing_steps:
       - normalize_bandwidth
+    bandwidth_zero: 180
 
-    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
+    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
+    legend_title: U2A-Verstärkung
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 1 Magnitude (dB)"]
 
@@ -145,18 +260,21 @@ plots:
     
     xmin: 100
     xmax: 1000000
-    ymin: -25
+    ymin: 120
 
     ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/CascadeSeries/bandwidths.png
   - loadtype: multicsv
     load:
-      47M 0pF: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/bandwidth_4K7_nocap.csv
-      47M 33pF: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/bandwidth_4K7_33pf.csv
+      0pF: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/bandwidth_4K7_nocap.csv
+      33pF: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/bandwidth_4K7_33pf.csv
 
     data_processing_steps:
       - normalize_bandwidth
 
-    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
+    bandwidth_zero: 180
+    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
+
+    legend_title: U2A-Filterkapazität
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 1 Magnitude (dB)"]
 
@@ -167,19 +285,21 @@ plots:
     
     xmin: 100
     xmax: 1000000
-    ymin: -25
+    ymin: 120
 
     ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/midcap_bandwidth_effect.png
 
   - loadtype: multicsv
     load:
-      47M Orig.: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/bandwidth.csv
-      47M Kopie: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/bandwidth_4K7_33pf.csv
+      47M N.1: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/bandwidth.csv
+      47M N.2: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/bandwidth_4K7_33pf.csv
 
     data_processing_steps:
       - normalize_bandwidth
+    legend_title: TIV
 
-    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
+    bandwidth_zero: 180
+    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 1 Magnitude (dB)"]
 
@@ -190,20 +310,22 @@ plots:
     
     xmin: 100
     xmax: 1000000
-    ymin: -25
+    ymin: 120
 
     ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/bandwidth_consistency.png
 
   - loadtype: multicsv
     load:
-      47M Rev. 1: V1_Measurements/bandwidth_47M.csv
-      47M Rev. 2: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/bandwidth.csv
+      47M V.1: V1_Measurements/bandwidth_47M.csv
+      47M V.2: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/bandwidth.csv
 
-    
+    legend_title: TIV
+ 
     data_processing_steps:
       - normalize_bandwidth
 
-    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
+    bandwidth_zero: 180
+    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 1 Magnitude (dB)"]
 
@@ -214,14 +336,16 @@ plots:
     
     xmin: 100
     xmax: 1000000
-    ymin: -25
+    ymin: 120
 
     ofile: V1_Measurements/revision_compare_bandwidth.png
 
   - loadtype: multicsv
     load:
-      47M Rev. 2: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/linearity_1.csv
-      47M Rev. 1: V1_Measurements/1G_47M_Linearity.csv
+      47M V.2: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/linearity_1.csv
+      47M V.1: V1_Measurements/1G_47M_Linearity.csv
+
+    legend_title: TIV
 
     load_values: ["Setpoint", "Measurement", "Error"]
 
@@ -244,10 +368,11 @@ plots:
 
   - loadtype: multicsv
     load:
-      47M Rev. 1: V1_Measurements/noise_47M.csv
-      47M Rev. 2: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/noise_4K7_nocap.csv
+      47M V.1: V1_Measurements/noise_47M.csv
+      47M V.2: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/noise_4K7_nocap.csv
 
     ylabel: Rauschlevel ($V/\sqrt{Hz}$)
+    legend_title: TIV
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Trace 1 (VHz)"]
 
@@ -259,20 +384,46 @@ plots:
     xmin: 500
     # xmax: 1000000
     ymin: 0
-    ymax: 0.00004
+    ymax: 0.000025
 
     yformatter: engineering
     yplaces: 2
 
     ofile: V1_Measurements/revision_compare_noise.png
+  - load: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/noise.csv
+    loadtype: simplecsv
+
+    ylabel: Rauschlevel ($V/\sqrt{Hz}$)
+
+    load_values: ["Frequency (Hz)","Trace 1 (VHz)"]
+
+    type: single
+    xscale: log
+
+    colourmap: default
+    
+    x_key: Frequency (Hz)
+    y_key: "Trace 1 (VHz)"
+    
+    xmin: 500
+    xmax: 1000000
+    ymin: 0
+    ymax: 0.00003
+
+    yformatter: engineering
+    yplaces: 2
+
+    ofile: V1_Measurements/with_ims_noise.png
+
   - loadtype: multicsv
     load:
       20M: V1_Measurements/V1.1-a1/20M/noise.csv
-      47M: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/noise.csv
+      47M: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/noise_4K7_nocap.csv
       82M: V1_Measurements/V1.1-a1/82M/noise.csv
       120M: V1_Measurements/V1.1-a1/120M/noise.csv
 
     ylabel: Rauschlevel ($V/\sqrt{Hz}$)
+    legend_title: $R_f$
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Trace 1 (VHz)"]
 
@@ -287,15 +438,16 @@ plots:
     ymax: 0.0001
 
     yformatter: engineering
-    yplaces: 2
+    yplaces: 0
 
     ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/noises.png
   - loadtype: multicsv
     load:
-      47M 33pF: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/noise.csv
-      47M 0pF: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/noise_4K7_nocap.csv
+      33pF: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/noise.csv
+      0pF: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_dupes/noise_4K7_nocap.csv
 
     ylabel: Rauschlevel ($V/\sqrt{Hz}$)
+    legend_title: U2B-Filterkapazität
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Trace 1 (VHz)"]
 
@@ -321,6 +473,7 @@ plots:
       120M: V1_Measurements/V1.1-a1/120M/noise.csv
 
     ylabel: Rauschlevel ($V/\sqrt{Hz}$)
+    legend_title: $R_f$
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Trace 2 (VHz)"]
 
@@ -335,7 +488,7 @@ plots:
     ymax: 0.0001
 
     yformatter: engineering
-    yplaces: 2
+    yplaces: 0
 
     ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/noises_ch2.png
   - loadtype: multicsv
@@ -344,12 +497,13 @@ plots:
       47M: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/bandwidth.csv
       82M: V1_Measurements/V1.1-a1/82M/bandwidth.csv
       120M: V1_Measurements/V1.1-a1/120M/bandwidth.csv
-
+    legend_title: $R_f$
     
     data_processing_steps:
       - normalize_bandwidth
 
-    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
+    bandwidth_zero: 180
+    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 1 Magnitude (dB)"]
 
@@ -360,16 +514,42 @@ plots:
     
     xmin: 100
     xmax: 1000000
-    ymin: -25
+    ymin: 120
 
     ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/bandwidths.png
+  - loadtype: multicsv
+    load:
+      20M: V1_Measurements/V1.1-a1/20M/bandwidth.csv
+      47M: V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/bandwidth.csv
+      82M: V1_Measurements/V1.1-a1/82M/bandwidth.csv
+      120M: V1_Measurements/V1.1-a1/120M/bandwidth.csv
+    legend_title: $R_f$
+    
+    data_processing_steps:
+      - normalize_bandwidth
 
+    bandwidth_zero: 180
+    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
+
+    load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 2 Magnitude (dB)"]
+
+    type: lt_sweep
+    colourmap: default
+    x_key: Frequency (Hz)
+    y_key: "Channel 2 Magnitude (dB)"
+    
+    xmin: 100
+    xmax: 1000000
+    ymin: 120
+
+    ofile: V1_Measurements/V1.1-a1/bandwidths_ch2.png
   - loadtype: multicsv
     load:
       "20M": V1_Measurements/noise_20M.csv
       "47M": V1_Measurements/noise_47M.csv
       "120M": V1_Measurements/noise_120M.csv
-  
+    legend_title: $R_f$
+    
     ylabel: Rauschlevel ($V/\sqrt{Hz}$)
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Trace 1 (VHz)"]
@@ -394,7 +574,8 @@ plots:
       "20M": V1_Measurements/noise_20M.csv
       "47M": V1_Measurements/noise_47M.csv
       "120M": V1_Measurements/noise_120M.csv
-  
+    legend_title: $R_f$
+    
     ylabel: Rauschlevel ($V/\sqrt{Hz}$)
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Trace 2 (VHz)"]
@@ -419,11 +600,13 @@ plots:
       "x0.6": V1_Measurements/compensation_47M_under.csv
       "x1": V1_Measurements/compensation_47M_OK.csv
       "x1.4": V1_Measurements/compensation_47M_over.csv
+    legend_title: $U_\mathrm{Schirm}/U_\mathrm{fb}$
     
     data_processing_steps:
       - normalize_bandwidth
 
-    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
+    bandwidth_zero: 180
+    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 1 Magnitude (dB)"]
 
@@ -439,11 +622,13 @@ plots:
       20M: V1_Measurements/bandwidth_20M.csv
       47M: V1_Measurements/bandwidth_47M.csv
       120M: V1_Measurements/bandwidth_120M.csv
-    
+    legend_title: $R_f$
+
     data_processing_steps:
       - normalize_bandwidth
 
-    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
+    bandwidth_zero: 180
+    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 1 Magnitude (dB)"]
 
@@ -454,7 +639,7 @@ plots:
     
     xmin: 100
     xmax: 500000
-    ymin: -25
+    ymin: 140
 
     ofile: V1_Measurements/bandwidth.png
 
@@ -463,11 +648,13 @@ plots:
       20M: V1_Measurements/bandwidth_20M.csv
       47M: V1_Measurements/bandwidth_47M.csv
       120M: V1_Measurements/bandwidth_120M.csv
-    
+    legend_title: $R_f$
+
     data_processing_steps:
       - normalize_bandwidth
 
-    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
+    bandwidth_zero: 180
+    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 2 Magnitude (dB)"]
 
@@ -478,18 +665,20 @@ plots:
     
     xmin: 100
     xmax: 500000
-    ymin: -25
+    ymin: 100
 
     ofile: V1_Measurements/bandwidth_ch2.png
   - loadtype: multicsv
     load:
       Ungefiltert: V1_Measurements/bandwidth_47M.csv
       Gefiltert: V1_Measurements/bandwidth_47M_filter.csv
-    
+    legend_title: Ausgang
+
     data_processing_steps:
       - normalize_bandwidth
 
-    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
+    bandwidth_zero: 180
+    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
 
     load_values: ["Frequency (Hz)","Channel 1 Magnitude (dB)"]
 
@@ -500,7 +689,7 @@ plots:
     
     xmin: 100
     xmax: 500000
-    ymin: -25
+    ymin: 100
 
     ofile: V1_Measurements/bandwidth_filter_compare.png
 
@@ -583,19 +772,28 @@ plots:
 
   - load: Parasitics/Rf_series_noshield.txt
     loadtype: ltspice
-    step_parameter: $C_{f,g}$
+    
+    legend_title: $C_{f,g}$
     step_unit: F
 
+    xmin: 100
+
     ofile: Parasitics/Rf_series_noshield.png
     
     type: lt_sweep
     y_key: V(vout) dB
 
     title: Impedanzverläufe verschiedener Widerstände bei gleichbleibendem $C_p$
-    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
+    
+    data_processing_steps:
+      - normalize_bandwidth
+
+    bandwidth_zero: 180
+    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
+
   - load: Parasitics/Rf_series_shielded.txt
     loadtype: ltspice
-    step_parameter: $C_{\mathrm{shield}}$
+    legend_title: $C_{\mathrm{shield}}$
     step_unit: F
 
     ofile: Parasitics/Rf_series_shielded.png
@@ -604,10 +802,14 @@ plots:
     y_key: V(vout) dB
 
     title: Impedanzverläufe verschiedener Widerstände bei gleichbleibendem $C_p$
-    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
+    data_processing_steps:
+      - normalize_bandwidth
+
+    bandwidth_zero: 180
+    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
   - load: Parasitics/Examples_R_Cp_RSweep.txt
     loadtype: ltspice
-    step_parameter: $R$
+    legend_title: $R$
     step_unit: $\Omega$
 
     ofile: Parasitics/Examples_R_Cp_RSweep.png
@@ -619,7 +821,7 @@ plots:
     ylabel: Impedanz (dB$\Omega$)
   - load: Parasitics/SingleStage_Cfp_Sweep.txt
     loadtype: ltspice
-    step_parameter: $C_{fp}$
+    legend_title: $C_{fp}$
     step_unit: F
 
     ofile: Parasitics/SingleStage_Cfp_Sweep.png
@@ -628,21 +830,32 @@ plots:
     y_key: V(n002) dB
 
     title: Verstärkung bei konstantem $R_f = 1G\Omega$ und varriertem $C_{f}$
-    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
+    data_processing_steps:
+      - normalize_bandwidth
+
+    bandwidth_zero: 180
+    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
   - load: Parasitics/SingleStage_Rf_Sweep.txt
     loadtype: ltspice
     step_unit: $\Omega$
 
+    legend_title: $R_f$
+
     ofile: Parasitics/SingleStage_Rf_Sweep.png
     
     type: lt_sweep
     y_key: V(n002) dB
 
     title: Verstärkung bei konstantem $C_{f} = 100fF$ und varriertem $R_{f}$
-    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
+    data_processing_steps:
+      - normalize_bandwidth
+
+    bandwidth_zero: 180
+    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
   - load: Parasitics/SingleStage_Aol_Sweep.txt
     loadtype: ltspice
     step_unit: " "
+    legend_title: $A_\mathrm{ol}$
 
     ofile: Parasitics/SingleStage_Aol_Sweep.png
     
@@ -650,11 +863,17 @@ plots:
     y_key: V(n002) dB
 
     title: Verstärkung bei $C_{f} = 3fF$, $C_\mathrm{in} = 10~\mathrm{pF}$ und variieter Verstärkung
-    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
+    data_processing_steps:
+      - normalize_bandwidth
+
+    bandwidth_zero: 180
+    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
   - load: Parasitics/SingleStage_Rf_Sweep_Noise.txt
     loadtype: ltspice
     step_unit: $\Omega$
 
+    legend_title: $R_f$
+
     ofile: Parasitics/SingleStage_Rf_Sweep_Noise.png
     
     type: lt_sweep
@@ -669,6 +888,8 @@ plots:
     loadtype: ltspice
     step_unit: $\Omega$
 
+    legend_title: $R_f$
+
     ofile: Parasitics/SingleStage_LTC_Rf_Sweep_Noise.png
     
     type: lt_sweep
@@ -682,6 +903,7 @@ plots:
   - load: Parasitics/SingleStage_LTC6268-10_Cin_Sweep_Noise.txt
     loadtype: ltspice
     step_unit: F
+    legend_title: $C_\mathrm{in}$
 
     ofile: Parasitics/SingleStage_LTC_Cin_Sweep_Noise.png
     
@@ -696,6 +918,7 @@ plots:
   - load: Parasitics/SingleStage_LTC6268-10_Cin_Sweep_Noise.txt
     loadtype: ltspice
     step_unit: F
+    legend_title: $C_\mathrm{in}$
 
     ofile: Parasitics/SingleStage_LTC_Cin_Sweep_Noise_log.png
     
@@ -719,38 +942,64 @@ plots:
 
     title: Verstärkung bei variiertem GBWP
     legend_title: GBWP
-    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
+
+    data_processing_steps:
+      - normalize_bandwidth
+
+    bandwidth_zero: 180
+    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
 
   - load: DesignEstimate/CompositeStage_ADA4817_StageAmpSweep_bandwidth.txt
     loadtype: ltspice
     step_unit: " "
 
+    legend_title: $A_\mathrm{U,2}$
+
     ofile: DesignEstimate/OpAmp_Stages_Sweep.png
     
     type: lt_sweep
     y_key: V(n002) dB
 
     title: Verstärkung bei variiertem GBWP
-    ylabel: Verstärkung (dB$\Omega$)
+    data_processing_steps:
+      - normalize_bandwidth
+
+    bandwidth_zero: 180
+    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
+
   - load: DesignEstimate/OpAmp_GBWP_Sweep.txt
     loadtype: ltspice
     step_unit: Hz
 
+    legend_title: GBWP
+
     ofile: DesignEstimate/OpAmp_GBWP_Sweep.png
     
     type: lt_sweep
     y_key: V(n002) dB
 
     title: Verstärkung bei variiertem GBWP
-    ylabel: Verstärkung (dB$\Omega$)
+    data_processing_steps:
+      - normalize_bandwidth
+
+    bandwidth_zero: 180
+    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)
   - load: Parasitics/SingleStage_Cin_Sweep.txt
     loadtype: ltspice
     step_unit: F
 
+    xmin: 1000
+
+    legend_title: $C_\mathrm{in}$
+
     ofile: Parasitics/SingleStage_Cin_Sweep.png
     
     type: lt_sweep
     y_key: V(vout) dB
 
     title: Verstärkung bei variierter Eingangskapazität
-    ylabel: Normalisierte Verstärkung (dB)
+    data_processing_steps:
+      - normalize_bandwidth
+
+    bandwidth_zero: 180
+    ylabel: Verstärkung ($dB\Omega$)

TeX/Arbeit.tex

@@ -32,7 +32,7 @@
 \documentclass[12pt, a4paper, openany, DIV=16, BCOR=20mm, bibliography=totoc, captions=tableheading, numbers=noenddot]{scrbook}
 
 %Book - Digitalversion (doppelseitig)
-%\documentclass[12pt,a4paper,openany,bibliography=totoc,,captions=tableheading,numbers=noenddot]{scrbook}
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@@ -59,14 +59,18 @@
 %Titelseiten für Studien- und Diplomarbeit
 
 \pagenumbering{alph}                                		%Seitennummerierung lateinische Kleinbuchstaben
-\include{Deckblatt}
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 %%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%
 %Inhaltsverzeichnis
@@ -84,7 +88,6 @@
 \listoffigures
 \addcontentsline{toc}{chapter}{Abbildungsverzeichnis}   %Eintrag im Inhaltsverzeichnis
 \clearpage
-\todo{Move}
 
 
 %%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%
@@ -115,7 +118,7 @@
 \include{Kapitel/Vermessung}
 \include{Kapitel/RevisionV11}
 
-% \chapter{(Optional) Erstellung eines vollintegrierten TIV-Frontends}
+\include{Kapitel/Zusammenfassung}
 
 %%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%
 %Literaturverzeichnis

TeX/Deckblatt.tex

@@ -1,35 +1,38 @@
 \begin{titlepage}
 \enlargethispage{2.0cm}
-
 \begin{center}
 
-\vspace*{-2cm}
+    \vspace*{-1cm}
 
+    \begin{figure}[H]
+        \centering
+        \includegraphics[width=0.95\textwidth]{grafiken/title_header.png}
+    \end{figure}
 
-   \begin{figure}[h]
-	\centering
-       \includegraphics[height=4cm]{grafiken/welfenschloss_vektor.pdf}
-   \end{figure}
+    \vspace{2cm}
 
-\vspace{1cm}
+    {\Large \textsc{Masterarbeit}} \\[0.2cm]
+    \rule{0.95\textwidth}{0.4pt}\\[3.5cm]
 
-    {\LARGE \textsc{Leibniz Universität Hannover}}\\[1.0cm]
+    {\LARGE \textbf{Entwicklung und Charakterisierung}} \\[0.2cm]
+    {\LARGE \textbf{eines rauscharmen Transimpedanzverstärkers}} \\ [0.2cm]
+    {\LARGE \textbf{für die Ionenmobilitätsspektrometrie}} \\ [2cm]
+    
+    {\large von} \\[0.2cm]
+    {\Large David Bailey} \\[0.2cm]
+    {\large Matrikelnummer: 10011830}\\[0.2cm]
 
-    {\Large \textsc{Fachpraktikum des Studienganges}} \\[0.2cm]
-    {\Large \textsc{M.Sc. Energietechnik}} \\ [2cm]
+    \vfill
 
-    {\Large \textbf{Implementation einer\\
-            Arc-Detection der ECRH\\
-            am Wendelstein W7-x\\
-            Fusionsexperiment }} \\ [4cm]
+   {\large Betreuer:}\\[0.1cm]
+   {\large M. Hitzemann}\\[0.1cm]
+   {\large J. Winkelholz}\\[1cm]
 
-    {\Large Praktikumsbericht} \\ [1.5cm]
+   {\large Prüfer:}\\[0.1cm]
+   {\large 1. Prof. Dr.-Ing. Stefan Zimmermann}\\[0.1cm]
+   {\large 2. Prof. Dr.-Ing. Julia Körner}\\[1cm]
 
-    \vfil
-
-    {\large David Bailey} \\
-    {Matrikelnummer: 10011830 } \\ [1.5cm]
+   {September 2024}\\[2cm]
 
 \end{center}
-
 \end{titlepage}

TeX/Kapitel/Auslegung/Schaltungsdesign.tex

@@ -1,3 +1,4 @@
+\cleardoublepage
 \section{Schaltungsdesign}
 
 In diesem Kapitel wird der Aufbau einer ersten Prototypen-Schaltung beschrieben.
@@ -6,14 +7,17 @@ vorherigen Kapitel ermittelten parasitären Effekten und Kompensationsmöglichke
 konkrete Bauteile für die Konstruktion eines ersten TIV verglichen und ausgewählt. Hiernach 
 wird die Schaltung des TIVs ausgelegt und dessen Funktionsweise erläutert.
 
-\subsection{TIV}
+Für das Schaltungsdesign wird hierbei das Programm {\em Altium Designer} genutzt,
+welches ein komerziell erhältliches Platinendesigntool ist. 
+
+\subsection{Auslegung des TIV}
 
 \subsubsection{OpAmp Auswahl}
 \label{chap:v10_opamp_choice}
 
 In diesem Abschnitt wird auf die genaue Auswahl eines OpAmp für den hochimpedanten
 TIV-Eingang eingegangen.
-Dieser OpAmp legt viele wichtige Systemparameter fest, und
+Dieser OpAmp legt viele wichtige Systemparameter fest und
 bestimmt maßgeblich das Verhalten und das Rauschniveau des TIVs selbst.
 Zusammengefasst sind folgende Parameter von Bedeutung:
 
@@ -23,35 +27,36 @@ Zusammengefasst sind folgende Parameter von Bedeutung:
         Messung von Signalen im $\SI{1}{\nano\ampere}$-Bereich gewollt ist,
         sollte der Leckstrom höchstens wenige $\SI{}{\pico\ampere}$ betragen, um
         die Messung nicht zu beeinflussen.
-    \item Hohes GBWP. Eine hohe Verstärkerbandbreite ist notwendig, um bei
-       den hohen Verstärkungen des TIV stabil zu bleiben (siehe Kapitel \ref{chap:basics_opamp})
+    \item Hohes GBWP und Verstärkung.
+        Entsprechend Kapitel \ref{chap:basics_opamp} ist eine hohe Verstärkerbandbreite notwendig, um bei
+       den hohen Verstärkungen des TIV stabil zu bleiben.
     \item Niedriges Rauschen. Da das OpAmp-Spannungsrauschen mit der Eingangskapazität
        interagiert, ist ein geringes Rauschen ein wichtiger Auswahlfaktor (siehe Kapitel \ref{chap:opamp_noise}).
 \end{itemize}
 
 
-Folgende OpAmps werden für die nähere Auswahl in Betracht gezogen:
+Tabelle \ref{table:select_opamp_parameters} listed die in Betracht gezogenen OpAmps 
+zusammen mit einigen ihrer Parameter auf.
 
 \begin{table}[h]
     \centering
-    \caption{\label{table:select_opamp_parameters}Parameter der Ausgewählten OpAmps}
+    \caption{\label{table:select_opamp_parameters}Parameter der ausgewählten OpAmps}
     \begin{tabular}{ |l|r|r|r| }
         \hline
-        OpAmp & Leckstrom & GBWP & Spannungsauschen @ $\SI{10}{\kilo\hertz}$ \\
+        OpAmp & Leckstrom & GBWP & Spannungsrauschen @ $\SI{10}{\kilo\hertz}$ \\
         \hline
-        ADA4530 & $\SI{20}{\femto\ampere}$ & $\SI{2}{\mega\hertz}$ & $\SI{14}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$ \\
-        ADA4817 & $\SI{2}{\pico\ampere}$ & $\SI{400}{\mega\hertz}$ & $\SI{5}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$ \\
-        LTC6268-10 & $\SI{4}{\femto\ampere}$ & $\SI{4}{\giga\hertz}$ & $\SI{14}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$ \\
-        LMP7721 & $\SI{20}{\femto\ampere}$ & $\SI{17}{\mega\hertz}$ & $\SI{6.5}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$ \\
+        ADA4530    \cite{DatasheetADA4530}   & $\SI{20}{\femto\ampere}$ & $\SI{2}{\mega\hertz}$ & $\SI{14}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$ \\
+        ADA4817    \cite{DatasheetADA4817}   & $\SI{2}{\pico\ampere}$ & $\SI{400}{\mega\hertz}$ & $\SI{5}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$ \\
+        LTC6268-10 \cite{DatasheetLTC626810} & $\SI{4}{\femto\ampere}$ & $\SI{4}{\giga\hertz}$ & $\SI{14}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$ \\
+        LMP7721    \cite{DatasheetLMP7721}   & $\SI{20}{\femto\ampere}$ & $\SI{17}{\mega\hertz}$ & $\SI{6.5}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$ \\
         \hline
     \end{tabular}
 \end{table}
-\todo[inline]{Do we need to cite the Datasheets?}
 
 Aus diesen OpAmps werden zwei Kandidaten genauer in Betracht gezogen.
 Der {\em ADA4817} besitzt das niedrigste Eingangsrauschen der Auswahl
 und könnte somit das beste Ergebnis liefern, hat jedoch ein grenzwertiges
-GBWP und braucht somit eventuell die komplexere kaskadierte Verschaltung.
+GBWP und braucht somit eventuell die komplexere komposite Verschaltung.
 Zudem ist der Eingangsleckstrom vergleichsweise hoch.
 Der {\em LTC6268-10} hat ein durchschnittliches Rauschniveau 
 und exzellenten Leckstrom sowie das beste GBWP der Sammlung, wodurch dieser
@@ -63,12 +68,12 @@ Es wird somit für diese Schaltung der LTC6268-10 gewählt.
 \subsubsection{TIV-Schaltung}
 \label{chap:tia_circuit_design}
 
-In diesem Unterkapitel wird nun die konkrete Schaltung des TIVs erstellt.
+In diesem Unterkapitel wird die konkrete Schaltung des TIVs erstellt.
 
-Der Grundlegende Aufbau eines TIV-Schaltkreises wurde bereits in Kapitel
+Der grundlegende Aufbau eines TIV-Schaltkreises wurde bereits in Kapitel
 \ref{chap:basics_tia} beschrieben. Da der LTC6268-10 ein ausreichendes 
 GBWP von $\SI{4}{\giga\hertz}$ hat, ist entsprechend Kapitel 
-\ref{chap:effects_opamp} keine kaskadierte Schaltung notwendig.
+\ref{chap:effects_opamp} keine komposite Schaltung notwendig.
 
 Bezüglich des Rückkoppelwiderstandes ist sowohl für das 
 Widerstandsrauschen aus Kapitel \ref{chap:r_noise} sowie für das
@@ -80,20 +85,14 @@ der Serienschaltung sowie der Feldabschirmung aus
 Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations} genutzt, um den Einfluss der
 Kapazitäten zu vermindern.
 
-Da die konkreten Werte der parasitären Effekte nicht bekannt sind, und
-in der Realität mit hoher Wahrscheinlichkeit größer sind als in der Simulation
-(durch z.B. andere Komponenten in der Nähe, welche kapazitiv koppeln), werden
-keine konkreten Werte für die Widerstände dieser Schaltung fest gelegt. Diese
-werden experimentell erprobt, um eine gute Balance der Eigenschaften zu bieten.
-
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[width=0.9\linewidth]{Auslegung/v1.0/tia_stage.png}
-    \caption{\label{fig:tia_v1_design}Schematischer Schaltkreis des TIVs}
-\end{figure}
+Da die konkreten Werte der parasitären Effekte nicht bekannt sind
+und in der Realität mit hoher Wahrscheinlichkeit größer sind als in
+der Simulation (durchz.~B. andere Komponenten in der Nähe, welche kapazitiv
+mit der Schaltung verkoppelt sind), erfolgt die Auswahl der konkreten Werte
+für die Widerstände dieser Schaltung experimentell.
 
 Die Auslegung der Schaltung ist in Abbildung \ref{fig:tia_v1_design} zu sehen.
-U2 ist hierbei der TIVs, wofür der bereits erwähnte LTC6268-10 genutzt
+U2 ist hierbei der TIV, wofür der bereits erwähnte {\em LTC6268-10} genutzt
 wird. Die Rückkoppelwiderstände sind R15, R16, R17, R18, welche in einer 
 Reihe geschaltet werden um den Einfluss der Parallelkapazitäten zu verringern.
 Die Feldabschirmung wird hierbei durch Widerstände R10 bis R13 und R20 bis R23
@@ -107,31 +106,36 @@ Parallelkapazitäten der gewünschte Wert von $\SI{1}{\giga\ohm}$
 nicht erreicht werden kann. Die Altium-Markierung ``{\em Leakage Clearance}''
 passt zudem einige Abstandsregeln des Platinendesign an.
 
+\begin{figure}[htb]
+    \centering
+    \includegraphics[width=0.9\linewidth]{Auslegung/v1.0/tia_stage.png}
+    \caption{\label{fig:tia_v1_design}Schematischer Schaltkreis des TIVs}
+\end{figure}
 
 Bei der Auslegung der physikalischen Schaltung werden zusätzliche Einflüsse
-in Betracht gezogen, welche nicht direkt auf dem Schaltplan abbildbar sind.
-So ist z.B. eine vorsichtige Auslegung der Leitungen des Eingangskanals
-notwendig; diese muss möglichst klein gehalten werden um Kapazitäten zu 
+in Betracht gezogen.
+So ist z.~B. eine vorsichtige Auslegung der Leitungen des Eingangskanals
+notwendig; diese müssen möglichst wenig Fläche einnehmen um Kapazitäten zu 
 verringern. Aus dem gleichen Grund werden Kupferflächen reduziert und
 als Muster anstatt als ausgefüllte Flächen ausgeführt.
 Um einen Ladungsaufbau zu verhindern, muss der Isolations-Lack
 der Platine um den Rückkoppelpfad entfernt werden, während Leckströme durch
-weitere Abschirmungspfade verringert werden.
-
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[width=0.7\textwidth]{Auslegung/v1.0/tia_pcb.png}
-    \caption{\label{fig:tia_v1_pcb}Platinendesign der TIV-Schaltung}
-\end{figure}
+weitere Abschirmungspfade verringert werden \cite[S.S. 42]{DatasheetADA4530}.
 
 Abbildung \ref{fig:tia_v1_pcb} zeigt das Design der Platine für den Teil
 des TIVs selbst. Der Messeingang ist hierbei der runde Kreis des inneren
 Anschlusses der SMA-Buchse. Dieser ist möglichst eng an den Verstärker U2 
 sowie der Kaskade der Rückkoppelwiderstände angeschlossen.
-Um den gesamten hochimpedanten Bereich wird der Lötstopplack entfernt, 
+Um den gesamten hochimpedanten Bereich wird der Lötstopplack entfernt
 und der Bereich des TIV-Eingangs wird mit einem geerdeten Pfad umgeben,
 um Oberflächenladungen und Leckströme ableiten zu können.
 
+\begin{figure}[hbp]
+    \centering
+    \includegraphics[width=0.8\textwidth]{Auslegung/v1.0/tia_pcb.png}
+    \caption{\label{fig:tia_v1_pcb}Platinendesign der TIV-Schaltung}
+\end{figure}
+
 Die Abschirmungselektroden der Widerstände werden aus mehreren Kupferlagen 
 aufgebaut. Abbildung \ref{fig:tia_v1_shielding} zeigt den Aufbau inklusive 
 innerer Lagen von zwei Elektroden. Rot repräsentiert hierbei die oberste Lage
@@ -145,7 +149,7 @@ Auf der zweiten Lage wird eine Kupferfüllung untergebracht, welche auf dem
 gleichen Potential der Abschirmung liegt. Diese Füllung dient zur 
 Verringerung der Feldstärke im Platinenmaterial selbst.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[htp]
     \centering
     \includegraphics[width=0.7\textwidth]{Auslegung/v1.0/shielding.png}
     \caption{\label{fig:tia_v1_shielding}Aufbau der Schirmelektroden des 
@@ -155,15 +159,16 @@ Verringerung der Feldstärke im Platinenmaterial selbst.
 Um den Einfluss der Abschirmung abschätzen zu können, wird eine zweite Version der
 Schaltung ohne diese Schirmungselektroden ausgelegt. Hierfür werden die Widerstände
 sowie die Kupferflächen der Elektroden entfernt. Sie werden nicht durch Erdflächen 
-ersetzt, um keine zusätzliche Erdkapazität in den hochimpedanten Pfad ein zu koppeln.
+ersetzt, um keine zusätzliche Erdkapazität in den hochimpedanten Pfad einzukoppeln.
 
+\FloatBarrier
 
 \subsection{Unterstützende Schaltungen}
-In den folgenden Paragraphen werden weitere unterstützende Schaltungen 
+In den folgenden Absätzen werden weitere unterstützende Schaltungen 
 beschrieben, welche für die korrekte Funktionsweise des TIV nötig sind,
 jedoch selbst nicht kritisch für die Charakteristik des TIVs sind, da
-sie ohne große Anforderungen an Präzision o.ä. erstellt werden können.
-Dieser Schaltungselemente werden somit kurz und der vollständigkeit 
+sie ohne große Anforderungen an Präzision o.~ä. erstellt werden können.
+Dieser Schaltungselemente werden somit kurz und der Vollständigkeit 
 halber beschrieben.
 
 \subsubsection{Filter-Stufe}
@@ -174,8 +179,8 @@ erreichen. Der im Kapitel \ref{chap:tia_circuit_design} erstellte Schaltkreis
 wird auf eine Bandbreite knapp über $\SI{30}{\kilo\hertz}$ abgestimmt,
 wobei der parasitäre RC-Filter einen Abfall von -20dB/Dekate besitzt.
 
-Da bekannt ist dass das zu messende Signal mit einer Bandbreite von $\SI{30}{\kilo\hertz}$
-vor liegt, können alle Frequenzen hierüber möglichst stark gedämpft werden.
+Da bekannt ist, dass das zu messende Signal mit einer Bandbreite von $\SI{30}{\kilo\hertz}$
+vorliegt, können alle Frequenzen hierüber möglichst stark gedämpft werden.
 Dies verringert das Rauschniveau, da die TIV-Schaltung selbst ein recht breites
 Rauschspektrum bis in die obigen $\SI{100}{\kilo\hertz}$ besitzt. Hierfür können
 aktive Filter verwendet werden, welche mithilfe von OpAmps, Widerständen und Kapazitäten
@@ -185,33 +190,43 @@ Diese Filter werden an den Ausgang des TIV angeschlossen.
 Für diese Anwendung wird ein sog. Butterworth-Filter mit zwei Stufen gewählt. Dieser
 Filter bietet einen flachen Frequenzgang mit steilem Abfall von -80dB/Dekade ab der 
 Grenzfrequenz.
-Er besteht aus zwei in Reihe geschalteten OpAmps in aktiver Filter-Konfiguration, und
-kann somit mit leicht erhältlichen Dual-Package OpAmps erstellt werden. Für die genaue 
+Er besteht aus zwei in Reihe geschalteten OpAmps in aktiver Filter-Konfiguration und
+kann somit mit leicht erhältlichen Dual-Package OpAmps erstellt werden.
+Für diesen Filter wird der generische {\em TL072} gewählt.
+Für die genaue 
 Auslegung des Filters wurde das ``Filter-Design-Tool'' von Analog Devices (siehe \cite{ADFilterDesign}) genutzt,
 welches für die angegebenen Filter-Parameter eine Schaltung berechnet, da die 
-händische Berechnung der Komponenten vor allem bei Einhaltung der
-Komponentenreihen (E24) nicht trivial ist. 
-
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[width=0.9\linewidth]{Auslegung/filter_stage.png}
-    \caption{\label{fig:filter_stage_design}Schaltkreis der berechneten Filter-Stufe nach \cite{ADFilterDesign}}
-\end{figure}
-
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[width=0.9\linewidth]{Auslegung/filter_stage_bandwidth.png}
-    \caption{\label{fig:filter_stage_bandwidth}Bandbreite der berechneten Filter-Stufe nach \cite{ADFilterDesign}}
-\end{figure}
+händische Berechnung der Komponenten, vor allem bei Einhaltung
+standardisierter
+Komponentenreihen (E24), nicht trivial ist. 
 
 Die erstellte Filter-Stufe ist in
-Abbildung \ref{fig:filter_stage_design} dargestellt. Die berechnete Transferfunktion
+Abbildung \ref{fig:filter_stage_design} dargestellt. Die berechnete Übertragungsfunktion
 dieses Filters ist in Abbildung \ref{fig:filter_stage_bandwidth} aufgezeichnet.
-Zu sehen ist eine glatte Transferfunktion bis hin zum -3dB-Punkt bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$, 
-nach welchem wie erhofft ein steiler Abfall von -80dB/Dekade vor liegt.
+Zu sehen ist eine glatte Übertragungsfunktion bis hin zum -3~dB-Punkt bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$, 
+nach welchem wie erhofft ein steiler Abfall von -80dB/Dekade vorliegt.
 Somit werden Rauschanteile sowie andere Störsignale bereits ab $\SI{50}{\kilo\hertz}$ um einen Faktor
 von 20dB gedämpft.
 
+\FloatBarrier
+
+\begin{figure}[ht]
+    \centering
+    \includegraphics[width=0.8\linewidth]{Auslegung/filter_stage.png}
+    \caption[Schaltkreis der Filter-Stufe]{
+        \label{fig:filter_stage_design}Schaltkreis der berechneten Filter-Stufe nach \cite{ADFilterDesign}}
+\end{figure}
+
+\begin{figure}[hp]
+    \centering
+    \includegraphics[width=0.8\linewidth]{Auslegung/filter_stage_bandwidth.png}
+    \caption[Bandbreite der berechneten Filter-Stufe]{
+        \label{fig:filter_stage_bandwidth}Bandbreite der berechneten Filter-Stufe nach \cite{ADFilterDesign}}
+\end{figure}
+
+\FloatBarrier
+\newpage
+
 \subsubsection{Ausgangstreiber}
 \label{chap:design_output_driver}
 
@@ -222,7 +237,7 @@ teilweise ein differentielles Signal. Aus diesem Grund wird eine Verstärkerstuf
 für die Umsetzung der Spannungslevel erstellt, welche durch Anpassung der Widerstände
 diverse Verstärkungen und Offsets ermöglicht. Die genauen Widerstände müssen je nach ADC
 gewählt werden, somit werden vorerst Platzhalter genutzt.
-Diese Stufe ist in Abbildung \ref{fig:design_output_driver} dar gestellt.
+Diese Stufe ist in Abbildung \ref{fig:design_output_driver} dargestellt.
 
 \begin{figure}[H]
     \centering
@@ -235,8 +250,8 @@ Diese Stufe ist in Abbildung \ref{fig:design_output_driver} dar gestellt.
 \label{chap:power_supply_design}
 
 Für die korrekte Operation des TIV müssen die für die Verstärker benötigten Spannungen
-bereit gestellt werden. Hierbei ist eine hohe Qualität, d.h. ein stabiles Spannungsniveau auch
-unter Last sowie ein möglichst geringes Rauschen der Versorgung, notwendig. Zudem ist
+bereitgestellt werden. Hierbei ist eine hohe Qualität, d.~h. ein stabiles Spannungsniveau auch
+unter Last sowie ein möglichst geringes Rauschen der Versorgung notwendig. Zudem ist
 eine differentielle Spannungsversorgung notwendig.
 
 Um all dies zu erreichen, wird die Spannungsversorgung aus zwei Stufen aufgebaut:
@@ -245,19 +260,19 @@ Um all dies zu erreichen, wird die Spannungsversorgung aus zwei Stufen aufgebaut
     \item Ein isolierender DC/DC Wandler mit dualem Ausgang, der {\em TDN 3-2423}, liefert
         $\SI{\pm 15}{\volt}$ Spannung mit einem weiten Eingangsspannungsbereich.
         Durch die Isolation können sog. Ground-Loops,
-        d.h. Schleifen aus Erdverbindungen, vermieden werden. Diese können als Antennen
+        d.~h. Schleifen aus Erdverbindungen, vermieden werden. Diese können als Antennen
         fungieren und somit zusätzliches Rauschen einfangen. Eine Isolation verhindert dies
         effektiv. Der duale Spannungsausgang des Wandlers vereinfacht zudem die Versorgung
         der Verstärker. Von Nachteil ist ein recht hoher Rauschanteil am Ausgang des Wandlers.
         Der Schaltkreis des DC/DC-Wandlers ist in Abbildung \ref{fig:design_power_dcdc} dargestellt.
-    \item Um das Rauschniveau zu reduzieren, und um den TIV-OpAmp mit der korrekten 
+    \item Um das Rauschniveau zu reduzieren und um den TIV-OpAmp mit der korrekten 
         Spannung versorgen zu können, wird ein Linearregler genutzt. Dieser Typ von Regler
-        bietet einen sehr stabilen und rauscharmen Ausgang, und eignet sich somit gut für die
+        bietet einen sehr stabilen und rauscharmen Ausgang und eignet sich somit gut für die
         Versorgung von sensitiven Bauteilen.
         Ein dedizierter Zweikanal-Linearregler, der {\em LT3032}, wird über einen
-        RC-Filter mit der DC/DC-Spannung versorgt, und liefert die
+        RC-Filter mit der DC/DC-Spannung versorgt und liefert die
         notwendigen Spannungen für den TIV selbst. Dieser Regler ist speziell für
-        niedrige Rauschlevel konzipiert, und ist somit bestens für die Bereitstellung
+        niedrige Rauschlevel konzipiert und ist somit bestens für die Bereitstellung
         einer stabilen Spannung geeignet.
         Der Schaltkreis des Linearreglers ist in Abbildung \ref{fig:design_power_ldo} dargestellt.
 \end{enumerate}
@@ -276,16 +291,11 @@ Um all dies zu erreichen, wird die Spannungsversorgung aus zwei Stufen aufgebaut
 
 \subsection{Auslegung des PCB}
 
-In diesem Abschnitt soll auf die konkrete Platzierung der im vorherigen Teil beschriebenen
-Komponenten eingegangen werden. Eine korrekte Positionierung ist notwendig, um Störsignale
+Nach Beschreibung der verwendeten Schaltkreise wird nun auf die 
+konkrete Platzierung der Komponenten eingegangen.
+Eine korrekte Positionierung ist notwendig, um Störsignale
 zu minimieren, da gewisse Schaltungsteile eigene Rauschquellen sind.
 
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[width=0.95\linewidth]{Auslegung/v1.0/pcb_3d.png}
-    \caption{\label{fig:v1_pcb_design}3D-Modell des gesamten TIV-Schaltkreises.}
-\end{figure}
-
 Abbildung \ref{fig:v1_pcb_design} zeigt den Aufbau der Platine mit allen Komponenten.
 Die einzelnen Elemente des TIV sind von links nach rechts wie folgt angeordnet:
 
@@ -296,20 +306,32 @@ Die einzelnen Elemente des TIV sind von links nach rechts wie folgt angeordnet:
     \item Mittig auf der Platine ist der Linearregler sowie die Filter-Stufe und
         der Ausgangstreiber angebracht. Der Linearregler ist hierbei möglichst nah
         an den Spannungseingang des TIV gelegt, um die Distanz hierzu zu
-        vermindern. Die Ausgangs-Stufe ist nicht rauschanfällig, und kann somit beliebig
+        vermindern. Die Ausgangs-Stufe ist nicht rauschanfällig und kann somit beliebig
         platziert werden.
-    \item Auf der rechten Seite der Platine wird der TIV-Teil selbst platziert. Somit
+    \item Auf der rechten Seite der Platine wird der TIV selbst platziert. Somit
         ist garantiert, dass keine unnötigen Stromflüsse durch diesen Verstärkerteil
         fließen können. Das gesamte TIV-System wird zur Minimierung externer Einflüsse 
         zudem in ein Schirmgehäuse untergebracht.
 \end{enumerate}
 
+\FloatBarrier
+
+\begin{figure}[ht]
+    \centering
+    \includegraphics[width=0.95\linewidth]{Auslegung/v1.0/pcb_3d.png}
+    \caption[3D-Modell des gesamten TIV-Schaltkreises]{
+        \label{fig:v1_pcb_design}
+        3D-Modell des gesamten TIV-Schaltkreises.
+        Überlagert ist die grundlegende Verteilung der
+        Schaltungselemente eingezeichnet.}
+\end{figure}
+
 Zusätzlich zu den bereits etablierten Komponenten der Schaltung werden einige
 mechanische Verbindungen zur Operation des Schaltkreises untergebracht:
 
 \begin{itemize}
     \item Vier M3-Schraublöcher werden an den Enden der Platine zur mechanischen
-        Befestigung bereit gestellt.
+        Befestigung bereitgestellt.
     \item Ein 2-Pin PSK-Stecker dient zur Stromversorgung
     \item Mehrere diverse PSK-Stecker sowie Testpads werden entlang der Schaltung
         platziert, um Spannungen sowie Signale überprüfen zu können. Dies
@@ -317,15 +339,17 @@ mechanische Verbindungen zur Operation des Schaltkreises untergebracht:
         des Linearreglers, sowie den ungefilterten Ausgang des TIVs selbst.
     \item Zur Verbindung des TIV Eingangs sowie Bereitstellung des Ausgangssignals
         werden SMA-Steckverbindungen benutzt. Diese sind besonders gut geeignet
-        für Signale die einer Schirmung und präzisen Übertragung benötigen,
+        für Signale, die einer Schirmung und präzisen Übertragung benötigen
         und sind somit gut geeignet für das Eingangs- und Ausgangssignal des Verstärkers.
 \end{itemize}
 
-Die Plazine wird mithilfe von Standard-Anfertigungsverfahren hergestellt.
-\todo[inline]{How much of this should we write down here?}
+Die Platine wird mithilfe von komerziellen Fertigungsverfahren hergestellt,
+wobei die Bestückung der Komponenten durch die kleine Anzahl von Platinen
+mit variierten Bauteilen von Hand durchgeführt wird.
+Abbildung \ref{fig:v1_pcb_picture} zeigt ein Foto eines der erstellten Schaltkreise.
 
 \begin{figure}[h]
     \centering
-    \missingfigure{Add *good* picture of the PCB here :>}
+    \includegraphics[width=0.8\textwidth]{Auslegung/v1.0/pcb_photo.jpg}
     \caption{\label{fig:v1_pcb_picture}Bild des fertig gestellten TIV-PCBs}
 \end{figure}

TeX/Kapitel/Einleitung.tex

@@ -1,20 +1,49 @@
 
 \chapter{Einleitung}
 
-\todo[inline]{Rework this *after* completing other chapters}
+Die Analyse von Gasgemischen findet in vielen 
+Bereichen der Industrie- und Medizintechnik Anwendung.
+Mitunter geht es um medizinisch wichtige Daten wie
+die Überwachung des Metabolismus eines Patienten,
+oder um sicherheitsrelevante Messungen wie die
+Überprüfung einer Stoffprobe auf explosive Stoffe.
 
-Die Analyse von Gasgemischen findet in vielen Bereichen der Industrie- und Medizintechnik Anwendung. Mitunter geht es um medizinisch wichtige Daten wie die Überwachung des Metabolismus eines Patienten, oder um sicherheitsrelevante Messungen wie die Überprüfung einer Stoffprobe auf explosive Stoffe.
-Von Vorteil sind hierbei sowohl schnelle als auch sensitive Messungen, um Zuverlässig auf gegebene Zustandsänderungen reagieren zu können.\\
-Eine der Methoden dieser Analyse bietet die Ionenmobilitätsspektrometrie (im Folgenden hier IMS) an. Die IMS nutzt die variablen Ionisierbarkeiten und Mobilitäten von Molekülen in einem Gas aus um diese zu trennen und zu vermessen. Durch diese Funktionsweise können Messungen innerhalb weniger Minuten bis Sekunden durchgeführt werden, wobei Stoffkonzentrationen von \todo[inline]{Add concentration here} festgestellt werden können.
+Eine der Methoden dieser Analyse bietet 
+das Ionenmobilitätsspektrometer (IMS) an.
+Das IMS nutzt die variable Ionisierbarkeit und
+Mobilität von Molekülen in einem Gas aus, um diese
+zu trennen und zu vermessen. Durch diese Funktionsweise
+können Messungen innerhalb weniger Minuten bis Zehntel von
+Sekunden durchgeführt werden,
+und es können kleinste Stoffmengen festgestellt werden \cite{Eiceman2013Oct}.
 
-Ein zentraler Bestandteil des Aufbaus eines IMS ist nun der Transimpedanzverstärker (im Folgenden hier TIV). Dieses Element befasst sich mit der Umwandlung der zu messenden Ionen in ein Spannungssignal, welche von der Ausleseleketronik verarbeitet werden können. Somit bestimmt die Qualität und Sensitivität des TIV maßgeblich die Datenerfassung des IMS insgesamt.
-Von relevanz sind hier verschiedene Parameter wie z.B. Bandbreite, Rauschverhalten und Verstärkung, welche auf den jeweiligen Anwendungsbereich des IMS angepasst werden müssen.
+Ein wesentlicher Bestandteil des Aufbaus eines 
+IMS ist der Transimpedanzverstärker (TIV) \cite{Reinecke2018Oct}.
+Dieser ist ein zentrales Element der Messkette,
+welche die Ionen detektiert und für die restliche
+Auswertung messbar macht.
+Somit bestimmt die Performance des TIV maßgeblich
+z.~B. die Detektionsgrenze und das Auflösungsvermögen 
+des IMS.
+Bestehende TIVs bieten akzeptable Messqualität, sind jedoch
+entweder sehr teuer, oder benötigen manuelle Nachjustierungen
+und Korrekturen.
 
-In dieser Arbeit wird die Auslegung und Erstellung eines kompakten, sensitiven TIVs dargestellt, welcher auf die IMS-Geräte des Institut für Grundlagen der Elektrotechnik und Messtechnik (GEM) an der Leibniz Universität Hannover angepasst ist.
-Der TIV wird auf zwei verschiedene IMS-Systeme mit unterschiedlichen Anforderungen angepasst.\\
-In Kapitel 2 wird die Funktionsweise eines IMS nähergehend erklärt. Hierbei werden die jeweiligen Größen- und Zeitskalen, für die der TIV ausgelegt werden soll, erläutert, und die Aufgabe des TIV im Bezug auf das Gesamtsystem wird genauer erklärt. Zudem werden notwendige Grundlagen vermittelt.\\
-In Kapitel 3 wird ein Modell des TIVs erstellt. Zuerst werden die Zielparameter beschrieben, welche vom TIV gewünscht sind.
-Neben der Erläuterung der Funktionsweise eines TIVs werden die verschiedenen parasitären Effekte genauer charakterisiert, welche die Schaltung beeinträchtigen, und es wird auf Möglichkeiten eingegangen um diesen Effekten entgegen zu wirken. Hiernach wird eine reale Schaltung ausgelegt, und mithilfe von Simulationen charakterisiert.\\
-In Kapitel 4 wird ein Prototyp der TIV-Schaltung erbaut und vermessen. Es werden hierbei vergleiche mit den erstellten Simulationen gezogen, und es wird auf Diskrepanzen zu diesen eingegangen. Abschließend werden Messungen an einem realen IMS-System ausgeführt, um die Funktionstüchtigkeit des erbauten TIV zu bestätigen.\\
-Kapitel 5 befasst sich mit der Erstellung einer vollintegrierten Schaltung auf Basis des erstellten TIV, welcher die gesamte Analogkette der IMS-Messung beinhaltet. \todo{Did this happen?}\\
-Abschließend beschreibt Kapitel 6 einen Ausblick auf zukünftige Anwendungsgebiete des erstellten TIV, und fasst die erstellten Messungen zusammen.
+Es soll in dieser Arbeit ein neuer TIV ausgelegt werden,
+welcher ohne Nachjustierungen und mit leicht verfügbaren
+Bauteilen gebaut werden kann, um eine kostengünstige 
+und reproduzierbare Alternative anzubieten.
+In dieser Arbeit wird die Entwicklung, Auslegung 
+und Vermessung des neuen TIV-Designs beschrieben.
+Hierbei werden verschiedene störende Faktoren,
+wie z.~B. parasitären Effekte, analytisch sowie mithilfe
+von Simulationen untersucht. Basierend hierauf
+werden Möglichkeiten zur Reduktion und Kompensation 
+der negativen Effekte ausgelegt.
+
+Der erstellte TIV wird vermessen und charakterisiert,
+wobei die Messergebnisse mit den Simulationen verglichen
+werden. Eventuelle Fehler und ungewünschtes Verhalten werden
+genauer analysiert und korrigiert.
+Schlussendlich werden einige Vergleichsmessungen des neu
+erstellten TIVs mit den bestehenden Designs durchgeführt.

TeX/Kapitel/Grundlagen.tex

@@ -1,46 +1,76 @@
 
 \chapter{Grundlagen}
 
-Dieses Kapitel wird grundegende technische Details für diese Arbeit dar stellen, um auf diesen später auf zu bauen.
-Es wird hierbei die Funktionsweise eines IMS genauer beschrieben, und die Rolle des TIVs in diesem System charakterisiert.
+Dieses Kapitel stellt die grundegenden technischen Details für diese Arbeit dar.
+Die Funktionsweise eines IMS wird näher beschrieben und die Rolle des TIVs in diesem System charakterisiert.
 Ebenfalls werden Eigenschaften relevanter elektrischer Bauteile beschrieben.
 
-\section{Grundlagen des IMS}
+\section{Grundlagen des Ionenmobilitätsspektrometers}
 
-Im Folgenden wird die Ionenmobilitätsspektrometrie, deren Funktionsweise und Relevanz genauer beschrieben.
-Es wird der Nutzen der Technologie dargestellt, und die Position des TIVs innerhalb eines IMS charakterisiert, um die Relevanz eines qualitativen Verstärkers dar stellen zu können, sowie um später die Betriebsparameter dessen festlegen zu können.
+Im Folgenden ist die
+Funktionsweise und Relevanz der Ionenmobilitätsspektrometrie
+genauer beschrieben. Zusätzlich ist die Rolle des TIVs in
+einem IMS dargestellt.
 
-\subsection{Anwendungsgebiete eines IMS}
+\subsection{Anwendungsgebiete der Ionenmobilitätsspektrometrie}
 
-Im Folgenden soll auf die Relevanz und den Anwendungsbereich der Ionenspektrometrie eingegangen werden, um dar zu legen dass die Technologie breite praktische Anwendungen findet. Ein IMS bietet im Vergleich zu anderen Gasanalyseverfahren wie z.B. einem Massenspektrometer folgende Vorteile \cite{Eiceman2013Oct}:
+Im Folgenden soll auf die Relevanz und den Anwendungsbereich von
+Ionenmobilitätsspektrometern eingegangen werden, um darzulegen,
+dass die Technologie breite praktische Anwendungen findet.
+Ein IMS bietet im Vergleich zu anderen Gasanalyseverfahren,
+wiez.~B. einem Massenspektrometer, folgende Vorteile \cite{Eiceman2013Oct}:
 
 \begin{itemize}
-    \item Kostengünstig. Ein IMS kann mitunter für wenige hundert Euro aufgebaut werden\cite{Reinecke2018Oct}, wodurch sie leichter in größeren Mengen aufgebaut werden können.
-    \item Simpler, kompakter Aufbau. Ein IMS kann unter atmosphärischem Druck betrieben werden, und braucht somit kein Vakuum-Equipment. Hierdurch sind die Systeme wesentlich transportabler als z.B. Massenspektrometer.
-    \item Schnelle Messungen. Messungen mit einem IMS können bis hinunter auf wenige Sekunden dauern. Hierdurch lassen sich schnell wichtige Messwerte erfassen.
-    \item Hohe Sensitivität. Ein IMS kann Stoffkonzentrationen im unteren ppb messen, wodurch auch kleinste Mengen eines Stoffes sicher bestimmt werden können. 
+    \item Kostengünstig. IMS-Systeme können mitunter 
+        für wenige hundert Euro aufgebaut werden
+        \cite{Reinecke2018Oct}, wodurch sie leichter 
+        in größeren Mengen aufgebaut werden können.
+    \item Simpler, kompakter Aufbau \cite{Eiceman2013Oct}.
+        Ein IMS kann bei atmosphärischem Druck
+        betrieben werden und braucht somit kein
+        Vakuum-Equipment. Hierdurch sind die Systeme
+        wesentlich transportabler alsz.~B.
+        Massenspektrometer.
+    \item Schnelle, sensitive Messungen.
+        Messungen
+        mit einem IMS können bis hinunter auf wenige
+        Zehntel von Sekunden dauern und
+        zusätzlich Nachweisgrenzen
+        im einstelligen ppt-Bereich erreichen \cite{Reinecke2018Oct}.
 \end{itemize}
 
-Hierdurch gibt es viele Anwendungsgebiete für ein IMS, mitunter in der Sicherheitstechnik zur Detektion von explosiven Stoffen\cite[Seite 269]{Eiceman2013Oct}, Drogen\cite[301]{Eiceman2013Oct}, zur Analyse von Umgebungsproben\cite[Seite 349]{Eiceman2013Oct} und zur medizinischen Untersuchung und Überwachung von Patienten\cite[Seite 366]{Eiceman2013Oct}.\\
-Ein IMS ist somit äußerst relevant für eine breite Menge an Arbeitsfeldern, und eine Weiterentwicklung der Technologie kann ebenso breit gefächerte Vorteile haben.
+Hierdurch ergeben sich viele Anwendungsgebiete für ein IMS, mitunter in der
+Sicherheitstechnik zur Detektion von explosiven Stoffen \cite[S.S. 269]{Eiceman2013Oct},
+Drogen \cite[S.S. 301]{Eiceman2013Oct}, zur Analyse von Umgebungsproben \cite[S.S. 349]{Eiceman2013Oct}
+und zur medizinischen Untersuchung und Überwachung von Patienten \cite[S.S. 366]{Eiceman2013Oct}.\\
+Ein IMS ist somit äußerst relevant für eine breite Menge an
+Arbeitsfeldern und eine Weiterentwicklung der Technologie kann ebenso breit gefächerte Vorteile haben.
 
 \subsection{Funktionsweise eines IMS}
 \label{chap:function_description_ims}
 
-Das Buch ``Ion Mobility Spectrometry'' beschreibt die Ionenmobilitätsspektrometrie folgend \cite[Seite 1]{Eiceman2013Oct}:
+Der Author Eiceman beschreibt im Buch ``Ion Mobility Spectrometry'' die Ionenmobilitätsspektrometrie folgend:
 
 \begin{quote}
-    Der Term Ionen Mobilitäts Spektrometrie (IMS) beschreibt die Prinzipien, Methoden und Instrumente zur Charakterisierung von Substanzen anhand der Geschwindigkeit von Gruppen (definiert als Gruppen von gasförmigen Ionen) entnommen von einer Substanz, in einem elektrischen Feld und einem Trägergas.
+    ``Der Term Ionen Mobilitäts Spektrometrie (IMS) beschreibt die Prinzipien, Methoden und Instrumente zur Charakterisierung von Substanzen anhand der Geschwindigkeit von Gruppen (definiert als Gruppen von gasförmigen Ionen) entnommen von einer Substanz, in einem elektrischen Feld und einem Driftgas.'' \cite[S.S. 1]{Eiceman2013Oct}
 \end{quote}
 
-Ein IMS-System analysiert somit Gase, in dem eine Gasprobe ionisiert wird, und mithilfe eines Trägergases und eines elektrischen Feldes in diskrete Gruppen aufgespalten wird. Der Ablauf dieses Vorganges ist grundsätzlich wie folgt \cite[Seite 4]{Eiceman2013Oct}:
+Ein IMS-System analysiert somit Gase, indem eine Gasprobe ionisiert 
+wird und mithilfe eines Trägergases und eines elektrischen Feldes
+in diskrete Gruppen aufgespalten wird. Der Ablauf dieses Vorganges
+ist grundsätzlich wie folgt \cite[S.S. 4]{Eiceman2013Oct}:
 
 \begin{enumerate}
     \item Ein Probengas wird mit einer prozessspezifischen Ionenquelle ionisiert.
-    \item Ein diskretes Paket dieses ionisierten Gases wird in eine Drift-Region injeziert, welche mit einem inerten Trägergas gefüllt ist und über welche eine Spannung anliegt.
-    \item Die angelegte Spannung beschleunigt die ionisierten Moleküle des Gaspacketes. Hierbei wird das Probegas in seine Bestandteile aufgespalten, da verschiedene Moleküle durch unterschiedliches Gewicht oder Ladung sich verschieden schnell durch die Drift-Region bewegen.
-    \item Die nun zeitlich aufgespaltenen Ionen-Pakete werden durch einen Detektor aufgefangen. Typischerweise ist dies eine Faraday-Platte. Hierdurch entsteht ein Stromfluss proportional zur Menge der Ionen.
-    \item Ein Verstärker wandelt diese Ströme in messbare Spannungen um, welche von der Sensorelektronik aufgenommen und verarbeitet werden.
+    
+    \item Ein diskretes Paket dieses ionisierten Gases wird in eine Drift-Region
+        injiziert, in dem sich ein Driftgas befindet.
+
+    \item Mithilfe einer über der Driftregion anliegenden Spannung werden die 
+        Ionen nach ihrer Mobilität getrennt.
+
+    \item Die nun zeitlich getrennten Ionen-Pakete werden durch einen Detektor aufgefangen. Typischerweise ist dies eine Faraday-Platte. Hierdurch entsteht ein Stromfluss proportional zur Menge der Ionen.
+    \item Ein Verstärker wandelt diese Ströme in messbare Spannungen um, welche digitalisiert und verarbeitet werden können.
 \end{enumerate}
 
 Ein typischer Aufbau eines IMS ist in Abbildung \ref{fig:IMS_Schematic} dargestellt.
@@ -48,162 +78,372 @@ Ein typischer Aufbau eines IMS ist in Abbildung \ref{fig:IMS_Schematic} dargeste
 \begin{figure}[h]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.15]{grundlagen/IMS_Schematic.drawio.png}
-    \caption{\label{fig:IMS_Schematic}Schematischer Aufbau einer IMS-Röhre nach \cite[Seite 3, Abb. 1.2.b]{Eiceman2013Oct}}
+    \caption[Schematischer Aufbau einer IMS-Röhre]{\label{fig:IMS_Schematic}Schematischer Aufbau einer IMS-Röhre nach \cite[Seite 3, Abb. 1.2.b]{Eiceman2013Oct}}
 \end{figure}
 
-Das Messergebnis eines IMS-Laufes wird as Spektrum bezeichnet, und wird meist als Strom über die Zeit dargestellt. In dieser Darstellung sind die verschiedenen Ionenpakete als Spitzen des Graphen zu erkennen. Abbildung \ref{fig:ims_example_spectrum} stellt beispielhalf ein solches Spektrum dar.
+Das Messergebnis eines IMS-Laufes wird als Spektrum bezeichnet
+und ist meist als Strom über die Zeit dargestellt.
+Abbildung \ref{fig:ims_example_spectrum} stellt beispielhalf
+ein solches Spektrum dar.
+In dieser Darstellung sind die verschiedenen Ionenpakete als
+Peaks des Graphen zu erkennen.
 
 \begin{figure}[h]
     \centering
-    \missingfigure{IMS SPECTRUM HERE}
-    \caption{\label{fig:ims_example_spectrum}Spektrum einer beispielhaften IMS-Messung}
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/example_spectrum.png}
+    \caption[Spektrum einer beispielhaften IMS-Messung]{
+        \label{fig:ims_example_spectrum}Spektrum einer beispielhaften IMS-Messung.
+        Aufgezeichnet ist die Ausgangsspannung des TIVs des IMS über die Zeit.
+        Zu sehen ist der Peak des Driftgases um circa 
+        $\SI{5.5}{\milli\second}$ herum, sowie Peaks von Ionenpaketen
+        um $\SI{8.8}{\milli\second}$, $\SI{10.5}{\milli\second}$
+        und $\SI{13}{\milli\second}$.
+    }
 \end{figure}
 
+\FloatBarrier
 \subsubsection{Aufgabe eines TIV im IMS}
 \label{chap:tia_in_ims}
 
-Wie in Kapitel \ref{chap:function_description_ims} beschrieben, beruht ein IMS auf der Messung der diskreten Ionenpakete, deren zeitlicher Versatz und Größe. Um die kleinen Ströme der Ione im Bereich von $\SI{100}{\pico\ampere}$ bis $\SI{10}{\nano\ampere}$ messen zu können, ist ein Verstärker notwendig. Dieser Verstärker wird als sog. Transimpedanzverstärker bezeichnet, da er als Eingangsgröße einen Strom hat, und eine Spannung als Ausgang gibt. Die Verstärkung wird somit in Ohm angegeben. Der TIV stellt hiermit ein zentrales Bauteil eines IMS dar, dessen Parameter maßgeblich die Qualität der Messungen beeinflusst.
+Wie in Kapitel \ref{chap:function_description_ims} beschrieben, beruht ein IMS auf der Messung der von den Ionenpaketen hervorgerufenen Ströme und deren zeitlicher Verteilung.
+Um die kleinen Ströme der Ionen im Bereich von $\SI{1}{\pico\ampere}$ bis $\SI{10}{\nano\ampere}$ messen zu können, ist ein Verstärker notwendig. Dieser Verstärker wird als TIV bezeichnet, da er als Eingangsgröße einen Strom hat und eine Spannung als Ausgang gibt. Die Verstärkung wird somit in Ohm angegeben.
 
-Folgende Aufgaben werden an den TIV eines IMS gestellt:
+Folgende Anforderungen werden an den TIV eines IMS gestellt:
 \begin{itemize}
-    \item Möglichst Stör- und Leckfreier Messeingang
-    \item Verstärkung von Strömen in der Größenordnung von $\SI{1}{\nano\ampere}$
-    \item Bereitstellung einer messbaren Spannung im Bereich von $\SI{1}{\volt}$
-    \item Genügend Bandbreite zur korrekten Abbildung der Spitzen der Ionenpackete
+    \item Möglichst geringes eingangsbezogenes Rauschen. Das Rauschen des TIVs
+        beeinflusst das Signal-Zu-Rausch-Verhältnis, woraus sichz.~B.
+        die Detektionsgrenzen ergeben. Ein kleineres 
+        Rauschen erlaubt die Erkennung kleinerer Ionenströme mit größerer Sicherheit.
+
+    \item Verstärkung von Strömen in der Größenordnung von $\SI{1}{\pico\ampere}$
+        bis zu einigen $\SI{}{\nano\ampere}$. Die genaue Größe des Stromes ergibt sich durch
+        den Aufbau des IMS selbst.
+    \item Bereitstellung einer Ausgangsspannung im Bereich von $\SI{\pm2}{\volt}$.
+        Da der Ausgang des TIVs zur digitalisierung des Signales genutzt wird, ist eine
+        Ausgangsspannung gewünscht, welche mit herkömmlichen Analog-Digital-Wandlern kompatibel ist.
+    \item Genügend Bandbreite zur korrekten Abbildung der Ionenströme. Eine zu kleine Bandbreite
+        verzerrt die Form des gemessenen Ionenstromes und verschlechtert die Qualität der Messung.
+        Schnellere Bandbreiten erlauben die Messung schnellerer Signale und somit auch kleinerer
+        Ionenpakete.
 \end{itemize}
 
+\cleardoublepage
 \section{Grundlegende Parasitäreffekte}
 \label{chap:basics_parasitics}
 
-In diesem Kapitel wird auf die parasitären Effekte weiterer Bauteile eingegangen, die im folgenden relevant sind und bei der Auslegung der Schaltung beachtet werden müssen.
+Im Folgenden soll auf die parasitären Effekte der verschiedenen Bauteile eingegangen werden, welche
+bei der Auslegung der Schaltung beachtet werden müssen.
 
-\paragraph*{Leckströme:} Diese treten bei fast allen Schaltungsaufbauten auf. Sie entstehen durch die hohen aber endlichen Oberflächenwiderstände des PCB-Materials sowie durch durch Verunreinigungen. Diese erlauben es kleinen Leckströmen zwischen Zweigen der Schaltung zu fließen, und können bei Zweigen mit hoher Impedanz störend wirken.\todo{Find a citation for this}
+\paragraph*{Leckströme:} Diese treten bei allen Schaltungsaufbauten auf.
+Sie entstehen durch die hohen, aber endlichen, Oberflächenwiderstände der Bauteile
+und der Leiterkarte (engl.: Printed Circuit Board, PCB) 
+sowie durch Verunreinigungen \cite{AltiumLeakages}. Diese erlauben
+es kleinen Leckströmen zwischen verschiedenen Zweigen der Schaltung zu fließen
+und können bei Zweigen mit hoher Impedanz störend wirken 
+\cite[S.f. 33-34]{DatasheetADA4530}. 
+Abbildung \ref{fig:example_leakages} zeigt beispielhaft einige der Leckströme auf
+einer Platine.
 
-\begin{figure}
+\begin{figure}[hb]
     \centering
-    \includegraphics[scale=0.25]{grundlagen/Examples_Leakages.drawio.png}
-    \caption{\label{fig:example_leakages}Schematische Darstellung eines PCBs mit Anschlüssen zu Bauteilen (goldene Pads) und Leiterbahnen (dunkelgrün) mit verschiedenen Leckstrompfaden entlang der Oberfläche (schraffiert dargestellt). Leckströme fließen überwiegend zwischen freigelegten Kupferflächen, können zudem auch durch Oberflächenladungen in einem Isolator wie dem PCB-Lötstopplack entstehen.}
+    \includegraphics[scale=0.18]{grundlagen/Examples_Leakages.drawio.png}
+    \caption[Schematische Darstellung der Leckströme eines PCBs]{\label{fig:example_leakages}
+        Schematische Darstellung eines PCBs mit Anschlüssen zu Bauteilen
+        und Leiterbahnen, mit verschiedenen Leckstrompfaden entlang der Oberfläche.
+        Leckströme fließen überwiegend durch Verunreinigungen
+        zwischen freigelegten Kupferflächen, 
+        können zudem auch durch Oberflächenladungen in einem
+        Isolator wie dem Lötstopplack entstehen.
+        Eigene Darstellung nach \cite{AltiumLeakages}\cite{Horowitz:1981307}.}
 \end{figure}
 
-\paragraph*{Parasitäre Kapazitäten:} Diese entstehen ebenfalls durch den physikalischen Aufbau der Schaltung. Die Nähe von Leitungen oder Kontakten zueinander, oder zu einer Kupferebene wie z.B. der Erdungsebene, erstellt eine leichte kapazitive Kopplung hierzwischen. Dieser Effekt verursacht Kapazitäten von $\SI{10}{\femto\farad}$ bis hin zu einigen $\SI{}{\pico\farad}$. Abbildung \ref{fig:example_parasitic_c} zeigt einige dieser Kapazitäten auf.
+\paragraph*{Parasitäre Kapazitäten:}
+\label{chap:basics_parasitics_capacitances}
+Diese entstehen ebenfalls durch den physikalischen
+Aufbau der Schaltung. Die Nähe von Leitungen oder Kontakten zueinander,
+oder zu einer Kupferebene wiez.~B. der Erdungsebene, erstellt eine
+kapazitive Kopplung hierzwischen. Dieser Effekt verursacht Kapazitäten
+im Bereich von einigen $\SI{}{\femto\farad}$, bei größeren Komponenten
+sogar im Bereich von $\SI{}{\pico\farad}$.
+Abbildung \ref{fig:example_parasitic_c} zeigt einige dieser Kapazitäten auf.
 
 \begin{figure}[h]
     \centering
-    \includegraphics[scale=0.2]{grundlagen/Examples_Capacitances.drawio.png}
-    \caption{\label{fig:example_parasitic_c}Schematische Darstellung einer Schnittfläche eines PCBs mit Leitungen und einem Bauteil, mit einigen parasitären Kapazitäten eingezeichnet. Diese Kapazitäten entstehen sowohl zwischen zwei Leitungen, Leitungen und Erdflächen, sowie den Anschlüssen eines Bauteiles.}
+    \includegraphics[scale=0.15]{grundlagen/Examples_Capacitances.drawio.png}
+    \caption[Schematische Darstellung der parasitären Kapazitäten eines PCBs]{\label{fig:example_parasitic_c}
+        Schematische Darstellung einer Schnittfläche eines PCBs mit Leitungen und einem Bauteil,
+        mit einigen parasitären Kapazitäten eingezeichnet.
+        Diese Kapazitäten entstehen sowohl zwischen zwei Leitungen, Leitungen und Erdflächen, sowie den Anschlüssen eines Bauteiles.
+        Eigene Darstellung nach \cite{SierraReduceCapacitances} und \cite{AltiumReduceCapacitance}.}
 \end{figure}
 
-Wichtig ist dieser Effekt in Kombination mit hochohmigen Eingängen und Widerständen. So wird z.B. die Impedanz eines $\SI{100}{\mega\ohm}$ Widerstandes bereits ab wenigen zehn Kilohertz maßgeblich durch die eigene parasitäre Kapazität beeinflust. Diese liegt bei der Standardbaugröße ``1206'' im Bereich von ca. $\SI{30}{\femto\farad}$, und bildet einen RC-Pass-Filter mit einer Eckfrequenz von $\SI{53.05}{\kilo\hertz}$. Abbildung \ref{fig:example_r_cp} zeigt beispielhaft die Verläufe verschiedener Widerstandsimpedanzen über die Frequenz, und wie diese durch die parasitäre Kapazität einbrechen.
-
-\begin{figure}
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Examples_R_Cp_RSweep.png}
-    \caption{\label{fig:example_r_cp}Impedanzverläufe verschiedener Widerstandswerte bei gleicher parasitärer Kapazität $C_p = \SI{30}{\femto\farad}$}
-\end{figure}
-
-\paragraph*{Thermisches Rauschen:} Dieses Rauschen, genannt Johnson-Nyquist-Rauschen, betrifft resistive Komponenten. Es wird verursacht durch die thermische Bewegung von Ladungsträgern, und bildet ein weißes Rauschen aus. Das Rauschen lässt sich über die folgende Formel berechnen:
+Wichtig ist dieser Effekt in Kombination mit hochohmigen Eingängen und Widerständen.
+So wirdz.~B. die Impedanz eines $\SI{100}{\mega\ohm}$ Widerstandes 
+bereits ab wenigen zehn Kilohertz maßgeblich durch die eigene parasitäre Kapazität beeinflusst 
+\cite{Yang:21}\cite{JBellemann22}\cite{VishayRFreq}\cite[S.S. 45]{DatasheetADA4530}.
+Hierbei wird der effektive Widerstand bei höheren Frequenzen reduziert, entsprechend der
+folgenden Formel \cite[S.S. 21]{Horowitz:1981307}:
 \begin{equation}
-    V_{\mathrm{n,rms}} = \sqrt{4k_BTR\Delta f}\label{eqn:thermal_voltage_noise}
+    Z(f) = \left(\frac{1}{R_f} + j\cdot 2 \pi fC_p\right)^{-1}
 \end{equation}
 
-Hierbei ist $V_{\mathrm{n,rms}}$ der RMS-Wert des Rauschens, $k_B$ die Boltzmann-Konstante, $T$ die Temperatur, $R$ der Widerstand des betrachteten Bauteils und $\Delta f$ die Bandbreite, über welche gemessen wird. Abbildung \ref{fig:example_r_noise} zeigt den schematischen Aufbau eines rauschenden Widerstandes. \todo{Insert citation}
+Die Frequenz, ab welcher die Kapazität einen größeren Einfluss als der eigentliche
+Widerstand besitzt, wird als Grenzfrequenz bezeichnet, und lässt sich wie
+folgt berechnen \cite[S.S. 49]{Horowitz:1981307}:
+\begin{equation}
+    f_{3 dB} = \frac{1}{2\pi R_f C_p} \label{eqn:rc_frequency}
+\end{equation}
 
-\begin{figure}
+Die Parallelkapazität ist stark von der Bauform des Widerstandes abhängig
+und liegt bei der Standardbaugröße ``1206'' im Bereich von circa $\SI{50}{\femto\farad}$ \cite{JBellemann22}.
+So wird sich bei dem $\SI{100}{\mega\ohm}$ Widerstand ein RC-Pass-Filter mit einer Grenzfrequenz von $\SI{53.05}{\kilo\hertz}$ ausbilden.
+Abbildung \ref{fig:example_r_cp} zeigt einige in einer Simulation berechneten Verläufe verschiedener
+Widerstandsimpedanzen 
+über die Frequenz und wie diese durch die parasitäre Kapazität einbrechen.
+
+\FloatBarrier
+
+\begin{figure}[ht]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/Examples_R_Cp_RSweep.png}
+    \caption[Impedanzverläufe verschiedener Widerstandswerte]{\label{fig:example_r_cp}
+        Impedanzverläufe verschiedener Widerstandswerte bei gleicher parasitärer Kapazität $C_p = \SI{50}{\femto\farad}$,
+        dem typischen Wert für die ``1206''-Bauform \cite{JBellemann22}.
+        }
+\end{figure}
+
+\paragraph*{Thermisches Rauschen:} Dieses Rauschen, genannt 
+Johnson-Nyquist-Rauschen, betrifft resistive Komponenten.
+Es wird verursacht durch die thermische Bewegung von Ladungsträgern
+und bildet ein weißes Rauschen aus.
+Der Effektivwert des Rauschen lässt sich über die folgende Formel berechnen \cite[S.S. 474]{Horowitz:1981307}:
+
+\begin{equation}
+    U_{\mathrm{n,rms}} = \sqrt{4k_BTR_f\Delta f}\label{eqn:thermal_voltage_noise}
+\end{equation}
+
+Hierbei ist $U_{\mathrm{n,rms}}$ der RMS-Wert des Rauschens, 
+$k_B$ die Boltzmann-Konstante,
+ $T$ die Temperatur, $R_f$ der Widerstand des 
+ betrachteten Bauteils und $\Delta f$ die Bandbreite, 
+ über welche gemessen wird. Für den beispielhaften $\SI{100}{\mega\ohm}$
+ Widerstand bei Raumtemperatur ($\SI{25}{\celsius}$) und einer Bandbreite
+ von $\SI{30}{\kilo\hertz}$
+ ergibt sich ein Rauschen von 
+ $\SI{222.25}{´\micro\volt}$.
+Abbildung \ref{fig:example_r_noise} zeigt den 
+ schematischen Aufbau eines rauschenden Widerstandes.
+
+\begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.15]{grundlagen/Schematic_Resistor.drawio.png}
-    \caption{\label{fig:example_r_noise}Schematische Darstellung eines realen Widerstandes nach \cite{WikipediaResistors2024May}}
+    \caption[Ersatzschaltbild für die Modellierung eines 
+        rauschenden, hochohmigen Widerstandes]{
+        \label{fig:example_r_noise}Ersatzschaltbild für die Modellierung eines 
+        rauschenden, hochohmigen Widerstandes nach \cite[S.S. 474]{Horowitz:1981307}.
+        Durch die niedrigen Frequenzen und hohen Impendanzen kann die parasitäre Induktivität des Widerstandes
+        in diesem Anwendungsfall vernachlässigt werden.}
 \end{figure}
 
+\cleardoublepage
+
 \section{Grundlagen des Operationsverstärkers}
 \label{chap:basics_opamp}
 
-Im folgenden werden die Grundlagen eines Operationsverstärkers (auch genannt OpAmp) dargelegt. Hierbei wird nicht auf den exakten internen Aufbau eingegangen, sondern das relevante Verhalten sowie einige Parasitäreffekte beschrieben.
+Im Folgenden werden die Grundlagen eines Operationsverstärkers (im Folgenden genannt OpAmp, aus dem Englischen ``Operational Amplifier'') dargelegt.
+Hierbei ist nicht der exakte internen Aufbau entscheidend, sondern das für die Anwendung des TIVs relevante Verhalten sowie beeinflussende Parasitäreffekte.
 
-Ein klassischer Operationsverstärker ist ein elektronisches Bauteil, welches vielseitige Anwendungen in einer Schaltung findet. Er kann als verstärkendes oder filterndes Bauteil aufgebaut werden, sowie differenzierend oder integrierend wirken. Die grundlegende Operation eines OpAmps ist bei jeder Verschaltung jedoch äquivalent:\\
-Er besitzt zwei Eingänge, positiv und negativ, und einen Ausgang (siehe Abbildung \ref{fig:example_opamp}).
-Dieser Ausgang wird entsprechend der Formel $V_{\mathrm{out}} = A_\mathrm{ol} * \left(V_+ - V_-\right)$ getrieben, wobei $A_{\mathrm{ol}}$ der sog. Open-Loop-Gain, also die offene Verstärkung, ist. Für einen idealen OpAmp kann dieser Wert als quasi unendlich angenommen werden. Mithilfe eines Rückkoppelpfades wird das Ausgangssignal meist an den negativen Eingang zurück geführt. Der OpAmp wird somit den Ausgang so treiben, dass es keine Differenzspannung zwischen den Eingangssignalen gibt. Mit korrekter Auswahl der Rückkopplung können quasi-beliebige Transferfunktionen eingestellt werden. Abbildung \ref{fig:example_opamp_amplifier} zeigt einen simplen Verstärker-Schaltkreis, welcher das Eingangssignal um den Faktor 10 skaliert.
+Ein klassischer OpAmp ist ein elektronisches Bauteil, welches vielseitige Anwendungen in einer Schaltung findet.
+Neben dem Aufbau als verstärkendes oder filterndes Bauteil sind auch differenzierende oder integrierende Schaltungsvarianten möglich.
+Das grundlegende Verhalten eines OpAmps ist bei jeder Verschaltung jedoch äquivalent:\\
+Ein OpAmp besitzt normalerweise zwei Eingänge, positiv und negativ, und einen Ausgang (siehe Abbildung \ref{fig:example_opamp}).
 
-\begin{figure}
+\begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.25]{grundlagen/OpAmp.drawio.png}
-    \caption{\label{fig:example_opamp}Schematisches Symbol eines idealen OpAmps}
+    \caption[Schematisches Symbol eines idealen OpAmps]{
+        \label{fig:example_opamp}Schematisches Symbol eines idealen OpAmps, eigene Darstellung
+    nach \cite[S.S. 224]{Horowitz:1981307}.}
 \end{figure}
 
-\begin{figure}
+Die Spannung am Ausgang ergibt sich idealerweise durch folgende Formel:
+\begin{equation}
+    U_{\mathrm{out}} = A_\mathrm{ol} \cdot \left(U_+ - U_-\right)
+\end{equation}
+Hierbei ist $A_{\mathrm{ol}}$ der sog. Open-Loop-Gain bzw. die offene Verstärkung. Für einen idealen OpAmp kann dieser Wert als quasi unendlich angenommen werden.
+
+Mithilfe eines Rückkoppelpfades wird das Ausgangssignal meist an den negativen Eingang
+zurückgeführt. Der OpAmp wird somit den Ausgang so treiben, dass es keine Differenzspannung
+zwischen den Eingangssignalen gibt. Mit korrekter Auswahl der Rückkopplung können
+quasi-beliebige Transferfunktionen eingestellt werden.
+Abbildung \ref{fig:example_opamp_amplifier} zeigt einen simplen
+Verstärker-Schaltkreis, welcher das Eingangssignal um den Faktor 10 skaliert.
+
+\begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.25]{grundlagen/OpAmp_10x.drawio.png}
-    \caption{\label{fig:example_opamp_amplifier}Beispielhafte Verstärkerschaltung mit einem OpAmp}
+    \caption[Beispielhafte Verstärkerschaltung mit einem OpAmp]{
+        \label{fig:example_opamp_amplifier}Beispielhafte Verstärkerschaltung mit einem OpAmp,
+        eigene Darstellung, nach \cite{Cox2002}.}
 \end{figure}
 
-Ein realer OpAmp kann für viele Anwendungen als nahezu ideal angesehen werden. Da in dieser Arbeit jedoch mit hohen Verstärkungen und kleinen Strömen gearbeitet wird, müssen die parasitären Effekte des OpAmps mit beachtet werden. Diese sind wie folgt:
+\FloatBarrier
 
-\begin{itemize}
-    \item Eingangs-Leckströme. Die Eingänge eines realen OpAmp können kleine Ströme führen. Je nach Verstärker befinden sich diese im Bereich von $\SI{1}{\micro\ampere}$ bis hin zu $\SI{1}{\femto\ampere}$. Diese Leckströme können die Spannungen an den Eingängen, und somit das Messergebis, beeinflussen\cite{analogINBIAS2008}.
-    \item Parasitäre Kapazitäten. Ein OpAmp hat, bedingt durch die physikalische Auslegung des Bauteils, verschiedene ungewollte Kapazitäten sowohl gegen Masse, als auch zwischen den Kanälen selbst. Diese können die Transferfunktion beeinflussen\cite{tiOpAmpCap2000}.
-    \item Endliche Geschwindigkeit. Ein realer OpAmp kann auf Signaländerungen nur in endlicher Zeit reagieren. Hierdurch ergibt sich eine Grenze der Bandbreite in Relation zur Verstärkung. Dies wird als Verstärkungs-Bandpreitenprodukt\todo{Spelling OK?} charakterisiert\cite{Cox2002}. Im folgenden wird dies als GBWP aus dem Englischen ``Gain-Bandwidth-Product'' bezeichnet. Dies kann ebenfalls die Transferfunktion beeinflussen, siehe Abbildung \ref{fig:example_opamp_gbwp}.
-    Das GBWP gibt an, bei welcher Frequenz der OpAmp eine Verstärkung von 1 aufweist. Die effektive Bandbreite eines OpAmp kann somit durch Dividieren des GBWP mit der Verstärkung berechnet werden.
-    \item Endliche Verstärkung. Ein realer OpAmp kann ein Signal nur um einen
+Ein realer OpAmp kann für viele Anwendungen als nahezu ideal angesehen werden.
+Da in dieser Arbeit jedoch mit hohen Verstärkungen und kleinen Strömen gearbeitet
+wird, müssen einige der parasitären Effekte des OpAmps mitbeachtet werden.
+Diese sind wie folgt:
+
+
+\paragraph*{Eingangs-Leckströme:} Ein idealer OpAmp besitzt Eingänge, 
+        durch welche kein Strom fließen kann, um das Eingangssignal möglichst wenig zu stören.
+        Reale OpAmps haben jedoch messbare Eingangsströme.
+        Der exakte Wert hängt stark vom OpAmp-Typ ab, mit kleisten
+        Werten im Bereich von $\SI{}{\femto\ampere}$, bis hin zu
+        einigen $\SI{}{\micro\ampere}$.
+        Diese Leckströme können in der Anwendung als TIV den gemessenen Strom stark verzerren
+        und beeinflussen somit negativ das Messergebnis \cite[S.S. 302]{Horowitz:1981307}\cite{analogINBIAS2008}.
+
+\paragraph*{Parasitäre Kapazitäten:} Ein OpAmp hat, bedingt durch die physikalische Auslegung des Bauteils, 
+        verschiedene ungewollte Kapazitäten sowohl gegen Masse, als auch zwischen den Eingängen selbst.
+        Diese können das Eingangssignal verzerren und stören somit die Übertragungsfunktion \cite{tiOpAmpCap2000}.
+    
+\paragraph*{Endliche Geschwindigkeit:} 
+        Ein realer OpAmp kann auf Signaländerungen nur in endlicher Zeit reagieren. 
+        Hierdurch ergibt sich eine Grenze der Bandbreite in Relation zur Verstärkung. 
+        Dies wird als Produkt aus Verstärkung und Bandbreite angegeben \cite[S.S. 247]{Horowitz:1981307}\cite{Cox2002}.
+        Im Folgenden wird dies als GBWP, aus dem Englischen ``Gain-Bandwidth-Product'', bezeichnet.
+        Dies kann ebenfalls die Übertragungsfunktion beeinflussen, 
+        da ein zu niedriges GBWP die Übertragungsfunktion instabil werden lässt.
+        Abbildung \ref{fig:example_opamp_gbwp}
+        zeigt den Einfluss verschiedener GBWP-Werte auf die Übertragungsfunktion auf. Deutlich zu erkennen ist eine Reduktion
+        der Bandbreite, sowie eine Resonanz, welche bei zu kleinem GBWP auftreten kann.
+
+\begin{figure}[ht]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.7]{datavis/Parasitics/SingleStage_GBWP_Sweep.png}
+    \caption[Einfluss des GBWP eines OpAmps auf einen TIV]{\label{fig:example_opamp_gbwp}Darstellung des
+        Einflusses des GBWP auf die Übertragungsfunktion einer OpAmp Schaltung.
+        Bei zu geringem GBWP ist die Bandbreite limitiert.
+        Zudem ensteht eine Instabilität, welche den Schaltkreis zum oszillieren bringen kann.}
+\end{figure}
+
+\paragraph*{Endliche Verstärkung:} Ein realer OpAmp kann ein Signal nur um einen
         gewissen, endlichen Faktor verstärken. Dieser Faktor wird als ``offene''
         Verstärkung bezeichnet, da er ohne Rückkopplung gemessen wird.
         Diese Begrenzung führt zu einer Limitierung der absoluten
-        Verstärkung einer OpAmp-Stufe. Zusammen mit einer Eingangskapazität bildet 
-        sich hieraus ebenfalls eine Grenze der Bandbreite, da die Eingangskapazität
-        den Anstieg der Eingangsspannung, und durch die endliche Verstärkung auch den 
-        Anstieg der Ausgangsspannung, begrenzt. Dies ist in Abbildung \ref{fig:opamp_aol_sweep} dargestellt. \label{chap:opamp_aol_limit_explained}
-    \item Rauschen. Ein realer OpAmp hat verschiedene Rauschquellen, welche in das Messsignal übergehen können. Dies sind Eingangsbezogenes Strom- und Spannungsrauschen \cite{tiNoise2007}, und sind in Abbildung \ref{fig:example_opamp_noise} dargestellt. Auf die genauen Quellen dieses Rauschens soll hier nicht weiter eingegangen werden, da diese durch die internen Schaltungen des OpAmp entstehen.\\
-    Das Spannungsrauschen ist hierbei im unteren Frequenzbereich proportional zu $1/\omega$ und flacht ab einer Eckfrequenz zu einem konstanten Wert ab, während das Stromrauschen konstant anfängt und im höheren Frequenzbereich proportional zu $\omega$ zu nimmt.
-\end{itemize}
+        Verstärkung einer OpAmp-Stufe \cite[S.S. 249]{Horowitz:1981307}.
+        Zusammen mit einer Eingangskapazität bildet 
+        sich im Falle eines TIVs hieraus ebenfalls eine Grenze der Bandbreite, da die Eingangskapazität
+        den Anstieg der Eingangsspannung und durch die endliche Verstärkung auch den 
+        Anstieg der Ausgangsspannung begrenzt \cite[S.S.541]{Horowitz:1981307}. 
+        Dieser Effekt ist in Abbildung \ref{fig:opamp_aol_sweep} dargestellt,
+        welche einen klaren Einbruch der Bandbreite bei zu geringer offener Verstärkung zeigt.
+        \label{chap:opamp_aol_limit_explained}
 
-\begin{figure}
+
+\begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_Aol_Sweep.png}
-    \caption{\label{fig:opamp_aol_sweep}Darstellung des Einflusses der offenen Verstärkung
+    \caption[Einfluss der offenen Verstärkung auf einen TIV]{\label{fig:opamp_aol_sweep}
+        Ergebnisse einer Simulation zur Darstellung
+        des Einflusses der offenen Verstärkung
         eines OpAmp auf die Übertragungsfunktion eines TIVs. Bei zu geringer Verstärkung
         bricht die Verstärkung frühzeitig ein, und es bildet sich ein Tiefpassverhalten
         aus. Es sind jedoch keine Instabilitäten zu erkennen.}
 \end{figure}
 
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_GBWP_Sweep.png}
-    \caption{\label{fig:example_opamp_gbwp}Darstellung des Einflusses des GBWP auf die Übertragungsfunktion einer OpAmp Schaltung. Bei zu geringem GBWP ist die Bandbreite limitiert. Zudem ensteht eine Instabilität, welche den Schaltkreis zum oszillieren bringen kann.}
-\end{figure}
+\FloatBarrier
 
-\begin{figure}[h]
+\paragraph*{Rauschen:}
+        Ein realer OpAmp hat verschiedene Rauschquellen, welche in das Messsignal übergehen können.
+        Diese treten sowohl als Spannungs- als auch als Stromquellen auf \cite{tiNoise2007}.
+        Zusätzlich ist die Amplitude des Rauschens meist Frequenzabhängig.
+        Abbildung \ref{fig:example_opamp_noise} stellt ein vereinfachtes Ersatzschaltbild der Rauschquellen dar.
+        
+\begin{figure}[htb]
     \centering
-    \includegraphics[scale=0.25]{grundlagen/OpAmp_Noise.drawio.png}
-    \caption{\label{fig:example_opamp_noise}Schematische, vereinfachte Darstellung der zusammengefassten Rauschquellen eines OpAmp nach \cite{tiNoise2007}. 
+    \includegraphics[scale=0.22]{grundlagen/OpAmp_Noise.drawio.png}
+    \caption[Schematisches Ersatzschaltbild der Rauschquellen eines OpAmp]{\label{fig:example_opamp_noise}Schematisches,
+    vereinfachtes Ersatzschaltbild der zusammengefassten Rauschquellen eines OpAmp nach \cite{tiNoise2007}. 
     Hierbei sind die Rauschquellen eingangsbezogen dargestellt.}
 \end{figure}
+        
+Auf die physikalischen Ursachen dieses Rauschens soll hier nicht weiter eingegangen werden,
+da diese durch die internen Schaltungen des OpAmp entstehen.\\
+Das Spannungsrauschen ist hierbei im unteren Frequenzbereich proportional zu $1/f$ und flacht ab einer Eckfrequenz zu einem konstanten Wert ab, während das Stromrauschen konstant anfängt und im höheren Frequenzbereich proportional zu $f$ zu nimmt.
+Abbildung \ref{fig:example_opamp_noise_plot} zeigt das Rauschen eines beispielhaft gewählten realen OpAmps.
+
+
+\begin{figure}[ht]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/Parasitics/SingleStage_noise_example.png}
+    \caption[
+        Darstellung des Rauschens eines beispielhaft gewählten OpAmps
+    ]{\label{fig:example_opamp_noise_plot}Darstellung des Rauschens eines beispielhaft gewählten OpAmps.
+        Deutlich zu erkennen ist das Spannungsrauschen in den unteren Frequenzen, welches bis circa
+        $\SI{1}{\kilo\hertz}$ dominiert, sowie das Stromrauschen in den oberen Frequenzen, welches ab
+        $\SI{100}{\kilo\hertz}$ stark ansteigt.}
+\end{figure}
+
+\cleardoublepage
 
 \section{Aufbau eines Transimpedanzverstärkers}
 \label{chap:basics_tia}
 
-Im Folgenden wird auf den grundlegenden Aufbau und die Funktionalität eines TIVs eingegangen.
+Im Folgenden wird auf den grundlegenden Aufbau 
+und die Funktionalität eines TIVs eingegangen, 
+basierend auf \cite{Reinecke2018Oct} und \cite[S.S. 233]{Horowitz:1981307}.
 
-Ein TIV ist eine variante einer OpAmp-Verschaltung, dessen Aufgabe es ist, einen Strom in eine Spannung um zu wandeln. Somit wird die Verstärkung der Schaltung in $\Omega$ angegeben. Die grundlegende Schaltung ist hierbei in \ref{fig:example_tia_circuit} aufgeführt.
+Wie bereits beschrieben ist ein TIV eine OpAmp-Verschaltung, welche einen
+Strom in eine Spannung umwandelt.
+Die Verstärkung wird hierbei in $\Omega$ angegeben.
+Abbildung \ref{fig:example_tia_circuit} zeigt den grundlegenden
+Aufbau eines TIVs.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.2]{grundlagen/OpAmp_TIA.drawio.png}
-    \caption{\label{fig:example_tia_circuit}Grundlegender Schaltkreis eines Transimpedanzverstärkers.}
+    \caption[Grundlegender Schaltkreis eines Transimpedanzverstärkers]{
+        \label{fig:example_tia_circuit}Grundlegender Schaltkreis eines Transimpedanzverstärkers,
+        eigene Darstellung nach \cite{Reinecke2018Oct} und \cite[S.S. 233]{Horowitz:1981307}.}
 \end{figure}
 
 Die Funktionsweise ist wie folgt:
 \begin{itemize}
-    \item Der OpAmp steuert den Ausgang, um die Differenz der Eingangsspannungen zu minimieren. Da der positive Eingang fest auf $\SI{0}{\volt}$ gelegt ist, wird der negative Eingang ebenfalls auf $\SI{0}{\volt}$ gesteuert.
-    \item Ein Eingangsstrom fließt in den Eingang des TIV. Durch den Strom kombiniert mit einer (parasitären) Eingangskapazität bildet sich eine Spannung aus.
-    \item Durch die aufbauende differenzielle Spannung am Eingang steuert der OpAmp eine neue Ausgangsspannung an.
-    \item Die Ausgangsspannung lässt über den Rückkoppelwiderstand $R_f$ einen Strom fließen. Dieser Strom gleicht den Eingangsstrom so aus, dass die Spannung am negativen Eingang zurück auf $\SI{0}{\volt}$ getrieben wird. Die Ausgangsspannung wird somit auf $R_\mathrm{f} \cdot I_\mathrm{in}$ getrieben.
+    \item Der OpAmp regelt seinen Ausgang entsprechend Kapitel \ref{chap:basics_opamp},
+    um die Differenz der Eingangsspannungen zu minimieren.
+    Da der positive Eingang fest auf $\SI{0}{\volt}$ gelegt ist, wird der negative Eingang ebenfalls auf $\SI{0}{\volt}$ gesteuert.
+    \item Ein Eingangsstrom fließt in den Eingang des TIV.
+        Dieser Strom ändert die Spannung am negativen Eingang des OpAmps, wobei ein positiver Strom
+        die Spannung ansteigen lässt bzw. ein negativer Strom die Spannung absenkt.
+
+    \item Durch die aufbauende differenzielle Spannung am Eingang ändert der OpAmp seine Ausgangsspannung.
+        Fließtz.~B. ein positiver Strom, steigt die Spannung am invertiernden OpAmp Eingang und die Ausgangsspannung
+        senkt sich ab.
+
+    \item Die neue Ausgangsspannung lässt über den Rückkoppelwiderstand $R_f$ einen Strom fließen.
+    Dieser Strom gleicht den Eingangsstrom so aus, dass die Spannung am negativen Eingang zurück auf $\SI{0}{\volt}$ getrieben wird.
 \end{itemize}
 
+Für einen idealen TIV ergibt sich somit die Ausgangsspannung wie folgt:
+\begin{equation}
+    U_\mathrm{out} = - R_\mathrm{f} \cdot I_\mathrm{in}
+\end{equation}
+
 Die Vor- und Nachteile dieser Schaltungsart sind wie folgt:
 
 \begin{itemize}
     \item[+] Leicht einstellbare Verstärkung. Der Rückkoppelwiderstand legt direkt die Verstärkung fest.
-    \item[+] Sehr hohe Verstärkungen sind durch Auswahl eines hohen Widerstandes möglich.
-    \item[+] Konstante Eingangsspannung. Der TIV-Eingang wird konstant auf $\SI{0}{\volt}$ getrieben. Hierdurch werden Effekte von z.B. parasitären Kapazitäten am Eingang verringert. Zudem können Abschirmungen an $\SI{0}{\volt}$, d.h. Erde, angeschlossen werden.
-    \item[-] Parasitäre Effekte begrenzen oft die Bandbreite.
+    \item[+] Durch Auswahl eines geeigneten OpAmps und Rückkoppelwiderstandes sind sehr hohe Verstärkungen
+        mit geringem Aufwand möglich.
+
+    \item[+] Konstante Eingangsspannung. Der TIV-Eingang wird konstant auf $\SI{0}{\volt}$ getrieben. Hierdurch werden Effekte vonz.~B. parasitären Kapazitäten am Eingang verringert. Zudem können Abschirmungen an $\SI{0}{\volt}$, d.~h. Erde, angeschlossen werden.
+    
+    \item[-] Die Bandbreite kann stark durch parasitäre Effekte beeinflusst werden, und das Design
+             der Schaltung muss diese Effekte einbeziehen.
+
     \item[-] Ein OpAmp mit sehr hohem GBWP ist notwendig, um stabil zu bleiben.
-    \item[-] Durch die hohe Verstärkung ist die Schaltung sehr Rauschanfällig.
+    \item[-] Durch die hohe Verstärkung ist die Schaltung sehr anfällig für
+                das eingangsbezogene Rauschen des OpAmps sowie anderer Störquellen.
 \end{itemize}

TeX/Kapitel/RevisionV11.tex

@@ -1,8 +1,9 @@
 
+\cleardoublepage
 \chapter{Revision des TIVs}
 
-In diesem Kapitel wird auf die zweite Revision der Platine eingegangen.
-Diese Revision ist notwendig, um die Instabilität der ersten Revision 
+In diesem Kapitel wird auf die Revision der Platine eingegangen.
+Diese Revision ist notwendig, um die Instabilität der ersten Version
 der Platine zu beheben, welche in Kapitel \ref{chap:v10_instability}
 gemessen wurde, da diese Instabilität einer Verwendung der Platine
 in einem echten IMS im Wege steht.
@@ -11,7 +12,7 @@ in einem echten IMS im Wege steht.
 
 In Kapitel \ref{chap:v10_instability} wurde eine Instabilität der
 Schaltung bei angeschlossenem IMS festgestellt.
-Zusätzlich hierzu wurden andere Effekte wie z.B. die Steigerung
+Zusätzlich hierzu wurden andere Effekte wiez.~B. die Steigerung
 des Rauschniveaus bei angelegten externen Schaltungen festgestellt.
 
 Eine Vermutung ist, dass die Sensitivität des Schaltkreises auf externe 
@@ -25,7 +26,7 @@ Effekten führen kann.
 
 Eine Simulation der Instabilität war nicht erfolgreich, da der simulierte
 Schaltkreis in LTSpice mit einem reelen Verstärkermodell keine Instabilitäten
-aufwies. Es ist somit zu vermuten dass es sich um nicht akkurat modellierte Effekte 
+aufwies. Es ist somit zu vermuten, dass es sich um nicht akkurat modellierte Effekte 
 des Verstärkers handelt.
 
 Eine händisch modifizierte Schaltung wird genutzt, um andere Verstärkungen sowie 
@@ -36,11 +37,11 @@ Zusätzlich wird bei anderen OpAmps keine Instabilität festgestellt.
 \section{Korrektur der Schaltung}
 
 Im folgenden Abschnitt werden die Änderung der Schaltung beschrieben, welche für
-die nächste Revision vorgenommen werden. 
+die Revision vorgenommen werden. 
 Da der erkannte Fehler vermutlich durch den Verstärker selbst verursacht wird,
 soll nun ein anderer OpAmp genutzt werden. Kapitel \ref{chap:v10_opamp_choice}
 listet andere Möglichkeiten auf. Da das Eingangsspannungsrauschen vermutlich 
-an den Problemen teil nimmt, wird nun ein OpAmp mit möglichst geringem Rauschen 
+an den Problemen teilnimmt, wird nun ein OpAmp mit möglichst geringem Rauschen 
 gewählt, der {\em ADA4817}.
 
 Der {\em ADA4817} bietet mit einem Rauschlevel von nur $\SI{5}{\nano\volt\per\sqrt{\hertz}}$
@@ -51,28 +52,34 @@ Somit soll eine kaskadierte Schaltung entsprechend Kapitel \ref{chap:opamp_casca
 genutzt werden, um die notwendige Bandbreite erreichen zu können.
 
 Da die Abschirmung sowie die Reihenschaltung der Rückkoppelwiderstände der 
-vorherigen Version beide als Funktionsfähig befunden wurden, wird an diesem Teilen
+vorherigen Version beide als funktionsfähig befunden wurden, wird an diesen Teilen
 der Schaltung keine Änderung vorgenommen. Lediglich der OpAmp wird durch eine 
 kaskadierte Schaltung des {\em ADA4817 } ersetzt.
-
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[width=0.9\textwidth]{Auslegung/v1.1/tia_stage.png}
-    \caption{\label{fig:v11_tia_schematic}Schaltkreis der zweiten Revision des
-        Verstärkerteils des TIVs.}
-\end{figure}
-
 Abbildung \ref{fig:v11_tia_schematic} zeigt den geänderten Schaltkreis auf.
+
 Hierbei sind U2B und U2A die zwei ADA4817-OpAmps der kaskadierten Verschaltung.
 Widerstände R33 und R34 setzten hierbei die Verstärkung von U2A fest.
 U2B übernimmt den Rest der Verstärkung, wobei die Gesamtverstärkung nur durch
 die Rückkoppelwiderstände R15 bis R18 sowie den Rückkoppelteiler R14+R19
 festgelegt wird.
+Da viele der Widerstandswerte vom Rückkoppelwiderstand abhängig sind,
+und mehrere Varianten dieses Schaltkreises mit verschiedenen
+$R_f$ angefertigt werden, werden für diese Widerstände Platzhalter 
+(``{\em Val?}'') eingetragen.
+
+\begin{figure}[htb]
+    \centering
+    \includegraphics[width=0.9\textwidth]{Auslegung/v1.1/tia_stage.png}
+    \caption[Schaltkreis der Revision des
+    Verstärkerteils des TIVs]{\label{fig:v11_tia_schematic}Schaltkreis der Revision des
+        Verstärkerteils des TIVs.}
+\end{figure}
+
 Es ist bei einer kaskadierten Verschaltung gewünscht, so viel Verstärkung in die
 erste
 Stufe zu legen wie möglich, um das Rauschen zu minimieren und die Stabilität zu 
 erhöhen. Zu viel Verstärkung in der ersten Stufe reduziert jedoch die Bandbreite.
-Die exakte Verteilung der Verstärkung hängt vom Systemverhalten ab,
+Die exakte Verteilung der Verstärkung hängt vom Systemverhalten ab
 und muss experimentell bestimmt werden.
 
 R9 und R32 erlauben das Umschalten der Schaltung von einer kaskadierten Schaltung
@@ -84,37 +91,38 @@ Die Rückkoppelwiderstände und Abschirmwiderstände (R19 bis 13, R15 bis 18, R2
 plus die anpassenden Spannungsteiler (R24, R14, R19) sind unverändert vom
 ersten Schaltungsdesign.
 
-\begin{figure}[h]
+Abbildung \ref{fig:v11_tia_pcb} zeigt die Auslegung des PCBs der Revision.
+Hierbei werden die vorherigen Konstruktionen für Rückkoppelpfad und Abschirmung der
+Widerstände beibehalten.
+Aus diesem Grund wird hierauf nicht mehr genauer eingegangen.
+
+\begin{figure}[hb]
     \centering
-    \includegraphics[width=0.7\textwidth]{Auslegung/v1.1/tia_pcb.png}
-    \caption{\label{fig:v11_tia_pcb}Auslegung des PCBs der zweiten Revision
+    \includegraphics[width=0.8\textwidth]{Auslegung/v1.1/tia_pcb.png}
+    \caption{\label{fig:v11_tia_pcb}Auslegung des PCBs der Revision
         des TIVs}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v11_tia_pcb} zeigt die Auslegung des PCBs der zweiten Revision.
-Hierbei werden die vorherigen Konstruktionen für Rückkoppelpfad und Abschirmung der
-Widerstände bei behalten.
-Aus diesem Grund wird hierauf nicht mehr genauer eingegangen.
-
 Die Kaskadenschaltung der zwei Verstärker ist um U2 herum gelegt. U2 ist 
-ein sog. {\em Dual Package OpAmp}, d.h. es liegen zwei unabhängige 
-ADA4817 im selben Packet vor. Dies ermöglicht eine möglichst kleine Auslegung
+ein sog. {\em Dual Package OpAmp}, d.~h. es liegen zwei unabhängige 
+ADA4817 im selben Paket vor. Dies ermöglicht eine möglichst kleine Auslegung
 des Rückkoppelpfades für die zweite Stufe des Verstärkers, welches für die Stabilität
-notwendig ist sowie weniger Störquellen einkoppelt.
+notwendig ist und weniger Störquellen einkoppelt.
 
 Der Vollständigkeit halber zeigt Abbildung \ref{fig:v11_pcb_3d_image} ein 3D-Modell
-der zweiten Revision der Platine. Die restlichen Schaltungsteile wurden nicht modifiziert,
+der Revision der Platine. Die restlichen Schaltungsteile wurden nicht modifiziert,
 weshalb auf diese hier nicht mehr eingegangen wird.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[width=0.9\textwidth]{Auslegung/v1.1/pcb_3d.png}
-    \caption{\label{fig:v11_pcb_3d_image}3D-Modell der zweiten Revision des PCBs}
+    \caption{\label{fig:v11_pcb_3d_image}3D-Modell der Revision des PCBs}
 \end{figure}
 
+\cleardoublepage
 \section{Vermessung der Revision}
 
-In diesem Kapitel wird die zweite Revision der Platine
+In diesem Kapitel wird die Revision der Platine
 vermessen und auf weitere Fehler überprüft.
 Es werden, wenn nicht anders beschrieben, dieselben Methoden wie aus Kapitel \ref{chap:measurements}
 genutzt. Wo angemessen, sollen Vergleiche mit der vorherigen Version gezogen werden.
@@ -122,82 +130,134 @@ genutzt. Wo angemessen, sollen Vergleiche mit der vorherigen Version gezogen wer
 \subsection{Stabilität am IMS}
 \label{chap:v11_measurement_ims_stability}
 
-Es wird nun als aller erstes die Stabilität an einer IMS-Röhre vermessen. Hierfür wird dieselbe 
-Röhre wie in der Vermessung der ersten Revision genutzt, an den Eingang des TIVs 
-angeschlossen, und vermessen. Hierbei wird die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante genutzt.
+Es wird nun als Allererstes die Stabilität an einer IMS-Röhre vermessen. Hierfür wird dieselbe 
+Röhre wie in der Vermessung der ursprünglichen Version genutzt, an den Eingang des TIVs 
+angeschlossen und vermessen. Hierbei wird die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante genutzt.
 
 Im Falle der neuen Schaltung liegt nun die erwartete stabile, statische Ausgangsspannung
 bei $\SI{0}{\volt}$ mit einem akzeptablem Rauschen. Abbildung \ref{fig:v11_ims_noise} zeigt
 das Spektrum des Rauschens dieser Variante.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
-    \missingfigure{Add figure of with-IMS noise}
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/with_ims_noise.png}
     \caption{\label{fig:v11_ims_noise}Rauschlevel der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante mit angeschlossenem IMS.}
 \end{figure}
 
 Diese Messung bestätigt, dass diese Revision der Schaltung keine Oszillationen bei Anschluss einer IMS-Röhre 
-aufweist. Der Fehler der ersten Revision wurde somit erfolgreich behoben.
+aufweist. Das Rauschlevel ist nur minimal beeinträchtigt.
+Der Fehler der ursprünglichen Version wurde somit erfolgreich behoben.
 
-\subsection{Linearität}
+\FloatBarrier
 
-In diesem Abschnitt wird die Linearität der neuen Revision vermessen. Die Messung erfolgt hierbei mit den 
-gleichen Messgeräten wie in Kapitel \ref{chap:v10_measurement_linearity}, es wird jedoch durch die höhere
-Versorgungsspannung des ADA4817 ein größerer Eingangsstrombereich von \todo{Measure this} vermessen.
+\subsection[Linearität]{Untersuchung der Linearität}
 
-\begin{figure}[h]
+In diesem Abschnitt wird die Linearität der Revision vermessen.
+Die Messung erfolgt hierbei mit denselben Messgeräten wie in Kapitel
+\ref{chap:v10_measurement_linearity}, d.~h. dem {\em Keithley 6221}
+sowie dem {\em Keysight 34461A}.
+Es wird jedoch durch die höhere
+Versorgungsspannung des ADA4817 ein größerer Eingangsstrombereich von 
+$\SI{\pm3.5}{\nano\ampere}$ vermessen.
+Abbildung \ref{fig:v11_linearity} zeigt die vermessene Linearität von 
+zwei verschiedenen Platinen der
+$\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante.
+
+\begin{figure}[ht]
     \centering
-    \missingfigure{Measure linearity of v11}
-    \caption{\label{fig:v11_linearity}Vermessung der Linearität der zweiten Revision, 
-        $\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante}
+    \includegraphics[scale=0.75]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/linearity.png}
+    \caption[Vermessung der Linearität der Revision, 
+    $\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante]{\label{fig:v11_linearity}Vermessung der Linearität der zwei Platinen der $\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante.
+
+    Es ist ein konsistent lineares Verhalten zu erkennen, wobei der
+    Verstärker eine maximale Ausgangsspannung von circa $\SI{\pm3.2}{\nano\ampere}$
+    aufweist. }
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v11_linearity} zeigt die vermessene Linearität an der
-$\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante. \todo{Fill this out after measurement}
+Zu sehen ist eine maximale Ausgangsspannung von circa $\SI{\pm3.2}{\volt}$, und
+somit ein Eingangsstrombereich von $\SI{\pm3.2}{\nano\ampere}$. Hierbei scheinen
+sich beide vermessenen Platinen gleich zu verhalten.
 
-\newpage
-\subsection{Bandbreite}
+\FloatBarrier
 
-In diesem Abschnitt werden die Übertragungsfunktionen und Bandbreiten der erstellten 
-Platinen genauer untersucht.
+Um eventuelle Fehler in der Linearität besser erkennen zu können, wird zudem der Fehler
+der Messung aufgezeichnet, d.~h. die Differenz zwischen der erwarteten und gemessenen
+Spannung. Dies ist in Abbildung \ref{fig:v11_linearity_error} aufgezeichnet.
+
+\begin{figure}[H]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.75]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/47M_cap/linearity_error.png}
+    \caption[Fehler der Linearität, 
+    $\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante]{\label{fig:v11_linearity_error}
+        Fehler der Ausgangsspannung der zwei vermessenen $\SI{47}{\mega\ohm}$
+        TIVs. Zu sehen sind nur leichte Abweichungen der Ausgangsspannung 
+        von höchstens $\SI{1.5}{\milli\volt}$ sowie einige Sprünge.
+    }
+\end{figure}
+
+Deutlich zu erkennen ist eine sehr geringe Abweichung der Ausgangsspannung
+vom Sollwert von höchstens $\SI{1.5}{\milli\volt}$, wobei meistens
+eine Abweichung von besser als $\SI{\pm1}{\milli\volt}$ eingehalten wird.
+Dies stellt merklich kleinere Abweichungen als bei der ersten Version dar und
+ist somit eine deutliche Verbesserung. Zu sehen sind ebenfalls einige kleine Sprünge
+in beiden vermessenen Platinen, $+\SI{0.7}{\milli\volt}$ bei etwa 
+$\SI{-0.8}{\nano\ampere}$ sowie $+\SI{1}{\milli\volt}$ bei etwa $\SI{2}{\nano\ampere}$.
+Die genaue Ursache dieser Sprünge ist nicht bekannt. Die Amplitude der Sprünge stellt
+jedoch eine Änderung von nur 0.1\% dar und ist somit akzeptabel.
+
+Insgesamt ist die Linearität des neuen Schaltkreises somit eine wesentliche Verbesserung
+im Vergleich zur ersten Version und ist mehr als ausreichend für die
+hier gesetzten Zielparameter.
+
+\FloatBarrier
+
+\subsection[Bandbreite]{Untersuchung der Bandbreite}
+
+Um zu bestätigen, dass der neue Schaltkreis des TIVs eine ausreichende Bandbreite
+liefert, werden folgend die Übertragungsfunktionen der Revision vermessen.
 Es wird hierfür dieselbe Methode wie aus Kapitel \ref{chap:v10_measurement_bandwidth} 
-genutzt.
+genutzt. Abbildung \ref{fig:v11_measurement_bandwidth} zeigt die gemessenen Übertragungsfunktionen
+der zweiten Platinenversion, wobei mehrere Platinen mit variiertem Rückkoppelwiderstand
+aufgebaut wurden.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[hb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/bandwidths.png}
-    \caption{\label{fig:v11_measurement_bandwidth}Messungen der Übertragungsfunktionen
-        der Platinen der zweiten Revision.}
+    \caption[Messungen der Übertragungsfunktionen
+        der Platinen der Revision]{\label{fig:v11_measurement_bandwidth}
+        Messungen der Übertragungsfunktionen
+        der Platinen der Revision. Zu erkennen
+        ist die Abhängigkeit der Bandbreite vom Rückkoppelwiderstand.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v11_measurement_bandwidth} zeigt die gemessenen Übertragungsfunktionen
-der zweiten Platinenrevision.
 Deutlich zu erkennen ist die gewünschte glatte Übertragungsfunktion bis hin zur Eckfrequenz.
-Hiernach fallen die Verstärkungen der Platinenvarianten jedoch unterschiedlich schnell ab.
+Hiernach fallen die Verstärkungen der Platinenvarianten jedoch unterschiedlich\\
+schnell ab.
 Alle Platinen bis auf die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante weisen einen Abfall von circa
 -20dB/Dekade auf, welcher durch das RC-Verhalten der Rückkoppelwiderstände bestimmt wird.
-Die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante weist jedoch einen Abfall von -40dB/Dekate auf, welches
+Die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante weist jedoch einen Abfall von -40dB/Dekade auf, welches
 auf einen gedämpften Oszillator schließen lässt. Ebenfalls ist ein Knick in der
-$\SI{82}{\mega\ohm}$ Variante bei circa $\SI{300}{\kilo\hertz}$ zu erkennen, und ein deutlicher
+$\SI{82}{\mega\ohm}$ Variante bei circa $\SI{300}{\kilo\hertz}$ zu erkennen und ein deutlicher
 Resonanz-Peak in der $\SI{120}{\mega\ohm}$ Variante bei $\SI{600}{\kilo\hertz}$.
 
 Diese Diskrepanzen stören das Verhalten der Übertragungsfunktion für die hier gesetzten
-Zielparameter nicht, da die beobachteten Frequenzen gänzlich überhalb der Filter-Eckfrequenz
+Zielparameter nicht, da die beobachteten Frequenzen gänzlich oberhalb der Eckfrequenz 
+des Filters
 von $\SI{30}{\kilo\hertz}$ liegen. Im Falle der $\SI{47}{\mega\ohm}$ ist der 
 stärkere Abfall der Verstärkung sogar vorteilhaft.
-Eine Vermutung der Ursache dieser Resonanz ist der kaskadierte Aufbau des Verstärkers selbst.
-Die zweite Stufe des Verstärkers kann zu einer Phasenverschiebung führen, welches diverse 
-Einflüsse auf den Frequenzverlauf der Verstärkung haben kann.
+Eine Vermutung der Ursache dieser Resonanz ist der kaskadierte Aufbau des Verstärkers selbst,
+wobei das GBWP der ersten oder zweiten Stufe zu einer leichten Überhöhung der Bandbreite
+führen kann.
+Aus der Messung der Übertragungsfunktionen können nun die -3~dB-Punkte der Platinen
+entnommen werden. Diese sind in Tabelle \ref{table:v11_bandwidths} dargestellt.
 
-\todo[inline]{Check with our LTSpice simulation if we see these!}
-
-\begin{table}[H]
+\begin{table}[hb]
     \centering
-    \caption{\label{table:v11_bandwidths}-3dB-Frequenzen des ungefilterten 
-        TIV-Ausgangs der zweiten Revision}
+    \caption{\label{table:v11_bandwidths}-3~dB-Frequenzen des ungefilterten 
+        TIV-Ausgangs der Revision}
     \begin{tabular}{ |r|r|r| }
         \hline
-        Widerstand & -3dB Punk \\
+        Widerstand & -3~dB Punk \\
         \hline
         $\SI{20}{\mega\ohm}$ & $\SI{97.556}{\kilo\hertz}$ \\
         $\SI{47}{\mega\ohm}$ & $\SI{54.747}{\kilo\hertz}$ \\
@@ -207,56 +267,55 @@ Einflüsse auf den Frequenzverlauf der Verstärkung haben kann.
     \end{tabular}
 \end{table}
 
-Tabelle \ref{table:v11_bandwidths} zeigt die -3dB-Frequenzen der gemessenen 
-Übertragungsfunktionen. Im Vergleich zur ersten Revision 
-bieten die $\SI{20}{\mega\ohm}$ und $\SI{47}{\mega\ohm}$ varianten der Platinen
-eine höhere Bandbreite als die Platinen der ersten Revision, während die 
+Im Vergleich
+bieten die $\SI{20}{\mega\ohm}$ und $\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten der Platinen
+eine höhere Bandbreite als die Platinen der ursprünglichen Version, während die 
 $\SI{120}{\mega\ohm}$ Variante eine niedrigere Bandbreite aufweist. 
-Diese Diskrepanz liegt vermutlich ebenfalls am beobachteten Verhalten der Kaskadenschaltung, und
-ist erneut im Falle der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante von Vorteil.
-
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/revision_compare_bandwidth.png}
-    \caption{\label{fig:v11_comparison_bandwidth}Vergleich der Bandbreiten der 
-        $\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten von der alten und neuen Revision.}
-\end{figure}
+Diese Diskrepanz liegt vermutlich ebenfalls am beobachteten Verhalten der Kaskadenschaltung
+und ist erneut im Falle der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante von Vorteil.
 
 Abbildung \ref{fig:v11_comparison_bandwidth} zeigt einen direkten Vergleich der 
-Bandbreiten der TIV-Stufen der vorherigen und neuen Revison für 
+Bandbreiten der TIV-Stufen der vorherigen und neuen Version für 
 die $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante. Der steilere Abfall sowie die 
-leicht höhere -3dB-Frequenz der zweiten Revision
+leicht höhere -3~dB-Frequenz der Revision
 ist hierbei deutlich zu erkennen.
 
-Da die Filterstufe zwischen den Revisionen nicht geändert wurde, 
-da das Filterverhalten bereits als ausreichend empfunden wurde, wird hier nicht
-erneut darauf eingegangen.
+\begin{figure}[ht]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/revision_compare_bandwidth.png}
+    \caption[Vergleich der Bandbreiten der 
+    $\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten von der alten und neuen Version]{\label{fig:v11_comparison_bandwidth}Vergleich der Bandbreiten der 
+        $\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten von der alten und neuen Version.}
+\end{figure}
+
+Die Filterstufe zwischen den Versionen wurde nicht geändert, 
+da das Filterverhalten bereits als ausreichend empfunden wurde.
+Somit wird hier nicht erneut darauf eingegangen.
 
 Zusammengefasst besitzen die Varianten der $\SI{82}{\mega\ohm}$ und
 $\SI{120}{\mega\ohm}$ eine zu geringe Bandbreite, während 
 die $\SI{47}{\mega\ohm}$ und $\SI{20}{\mega\ohm}$ Varianten beide mehr als ausreichend
-Bandbreite besitzen. Die neue Revision der Platine erfüllt somit die Anforderungen.
-
-\FloatBarrier
-\newpage
+Bandbreite besitzen. Die neue Version der Platine erfüllt somit die Anforderungen.
 
 \subsection{Rauschen}
 
-In diesem Abschnitt wird das Rauschen der neuen Revision vermessen, und mit der vorherigen
-Revision verglichen. Es wird beschrieben ob und wie sich das Rauschverhalten geändert hat.
+Folgend wird das Rauschen der Revision vermessen und mit der originalen Version
+verglichen. Es wird beschrieben, ob und wie sich das Rauschverhalten geändert hat.
 Das Spektrum des Rauschens wird mit dem selben Aufbau aus Kapitel \ref{chap:v10_measurement_noise}
-vermessen.
+vermessen. Abbildung \ref{fig:v11_measurement_noise} zeigt die Rauschspektren der Revision.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/noises.png}
-    \caption{\label{fig:v11_measurement_noise}Durchschnittliches Rauschspektrum der Platinen 
-        der zweiten Revision.}
+    \caption[Durchschnittliches Rauschspektrum der Platinen 
+    der Revision]{\label{fig:v11_measurement_noise}Durchschnittliches Rauschspektrum der Platinen 
+        der Revision.
+        Erkennbar ist die Abhängigkeit des Rauschlevels vom Rückkoppelwiderstand.
+        Ebenfalls sind einige Frequenzen mit erhöhtem Rauschen erkennbar.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v11_measurement_noise} zeigt die Rauschspektren der zweiten
-Platinenrevision.
-Wie in der ersten Revision ist hier deutlich eine Abhängigkeit des Rauschlevels
+
+Wie in der ursprünglichen Version ist hier deutlich eine Abhängigkeit des Rauschlevels
 vom Rückkoppelwiderstand zu erkennen, wobei erneut ein kleinerer Widerstand
 ein höheres Rauschniveau einbringt.
 Zusätzlich ist die Verteilung des Rauschens merklich anders. Für alle Versionen
@@ -264,43 +323,50 @@ scheint eine kleine Erhöhung um $\SI{30}{\kilo\hertz}$ zu liegen, wobei
 diese in der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante merklich stärker ausfällt.
 Ebenso sind Spitzen im Rauschspektrum zu erkennen. Für $\SI{20}{\mega\ohm}$ 
 liegt eine deutliche Spitze bei $\SI{7}{\kilo\hertz}$ vor, 
-für $\SI{47}{\mega\ohm}$ die Erhöhung bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$, und für die 
+für $\SI{47}{\mega\ohm}$ die Erhöhung bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$ und für die 
 $\SI{120}{\mega\ohm}$ Variante eine deutliche Erhöhung bei 
-circa $\SI{700}{\kilo\hertz}$. Diese Eröhungen des Rauschens liegen auf den 
+circa $\SI{700}{\kilo\hertz}$. Diese Erhöhungen des Rauschens liegen auf den 
 gleichen Frequenzen wie die Resonanzen in der Bandbreite. Somit ist zu vermuten,
 dass die gleiche Ursache für beide Effekte zuständig ist.
 
-\begin{figure}[H]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/revision_compare_noise.png}
-    \caption{\label{fig:v11_v10_comparison_noise}Vergleich des Rauschspektrums
-    der Revisionen der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante.}
-\end{figure}
-
-Abbildund \ref{fig:v11_v10_comparison_noise} zeigt den direkten 
-Vergleich der ungefilterten Rauschspektren der ersten und zweiten Revision 
+Abbildung \ref{fig:v11_v10_comparison_noise} zeigt den direkten 
+Vergleich der ungefilterten Rauschspektren der originalen Platine und der
+Revision 
 der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Version des Schaltkreise.
 Trotz des kleineren Eingangsspannungsrauschens des ADA4817 liegt ein 
 insgesamt leicht größeres Rauschniveau vor. Dies stimmt jedoch nur bei offenem 
-Eingang. Das Rauschen der ersten Revision mit dem LTC6268-10 vergrößert sich bei
-steigender Eingangskapazität, während das Rauschen der zweiten Revision 
+Eingang. Das Rauschen der ursprünglichen Version mit dem LTC6268-10 vergrößert sich bei
+steigender Eingangskapazität, während das Rauschen der Revision 
 kaum von der Eingangskapazität abhängt (siehe Kapitel \ref{chap:v11_measurement_ims_stability}).
 Unter realen Bedingungen ist somit das 
-Rauschen der zweiten Revision besser. 
+Rauschen der Revision besser. 
 
-\begin{figure}[H]
+\begin{figure}[ht]
     \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/noises_ch2.png}
-    \caption{\label{fig:v11_measurement_noise_ch2}Rauschspektren des 
-    gefilterten Ausgangs der zweiten Revision des TIVs.}
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/revision_compare_noise.png}
+    \caption[Vergleich des Rauschspektrums
+    der Revision der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante]{\label{fig:v11_v10_comparison_noise}Vergleich des Rauschspektrums
+    der Revision der $\SI{47}{\mega\ohm}$ Variante.}
 \end{figure}
 
+\FloatBarrier
+
 Abbildung \ref{fig:v11_measurement_noise_ch2} zeigt die Rauschspektren der
 gefilterten Ausgänge. Wie in der vorherigen Version ist zu erkennen, dass die
 Filterstufe das Rauschlevel deutlich und effektiv senkt. 
 Die bereits identifizierten Erhöhungen im Rauschen werden, mit Ausnahme der
 Spitze des $\SI{20}{\mega\ohm}$ TIVs, herausgefiltert.
 
+\begin{figure}[ht]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/noises_ch2.png}
+    \caption[Rauschspektren des 
+    gefilterten Ausgangs der Revision des TIVs]{\label{fig:v11_measurement_noise_ch2}Rauschspektren des 
+    gefilterten Ausgangs der Revision des TIVs.
+    Wie bei der ersten Platine ist die Filterung des Rauschens durch die Filterstufe ab $\SI{30}{\kilo\hertz}$
+    erkennbar.}
+\end{figure}
+
 Die RMS-Werte der Rauschlevel für den ungefilterten und gefilterten Ausgang 
 sind in Tabelle \ref{table:v11_noise_table} aufgelistet. Dort ist deutlich
 zu erkennen, dass die Filterstufe das Rauschen merklich verringert, da der 
@@ -324,45 +390,48 @@ genutzte LTC6268-10.
     \end{tabular}
 \end{table}
 
-Insgesamt ist somit das Rauschen der zweiten Revision des TIVs nutzbar.
-Zwar ist das Rauschen im Vergleich zur ersten Revision geringfügig erhöht, jedoch
+Insgesamt ist somit das Rauschen der Revision des TIVs nutzbar.
+Zwar ist das Rauschen im Vergleich zur ursprünglichen Version geringfügig erhöht, jedoch
 bieten alle Versionen der Schaltung mit Ausnahme des $\SI{20}{\mega\ohm}$ TIVs
 ein akzeptabel geringes Rauschen.
 
 \FloatBarrier
-\newpage
 
 \subsection{Konsistenz des Schaltkreises}
 
 In diesem Abschnitt wird darauf eingegangen, wie wiederholbar
-der Aufbau der zweiten Revision der Platine ist.
+der Aufbau der Revision der Platine ist.
 Ein wichtiger Aspekt des in dieser Arbeit entwickelten TIVs ist 
 der reproduzierbare Aufbau ohne größere manuelle Abstimmungen der 
 Abschirmung oder anderer Komponenten.
 
-Um dies zu belegen wird eine zweite Platine der $\SI{47}{\mega\ohm}$
+Um dies zu belegen, wird eine zweite Platine der $\SI{47}{\mega\ohm}$
 Variante hergestellt. Diese Platine wird nicht experimentell abgestimmt,
-sondern mit denselben Komponentenwerten verlötet wie die Platine 
+sondern mit denselben Komponentenwerten verlötet wie die Platine, 
 welche bereits vermessen wurde. Das gewollte Verhalten ist nun, dass 
 diese Kopie dasselbe Verhalten aufweist wie die original vermessene Platine.
 
 \begin{figure}[h]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/bandwidth_consistency.png}
-    \caption{\label{fig:v11_bandwidth_consistency_check}Vergleich der Bandbreiten
+    \caption[Vergleich der Bandbreiten
+    zweier identischer TIV-Platinen]{\label{fig:v11_bandwidth_consistency_check}Vergleich der Bandbreiten
         zweier identischer TIV-Platinen.}
 \end{figure}
 
 Abbildung \ref{fig:v11_bandwidth_consistency_check} zeigt die Bandbreiten der originalen
 Platine und der Kopie im direkten Vergleich. Es ist zu erkennen, dass eine leichte
-Diskrepanz der Bandbreiten um die Eckfrequenz herum vor liegt. Diese beträgt
-jedoch nur ca. 2dB, und liegt in einem Bereich der durch den nachfolgenden
+Diskrepanz der Bandbreiten um die Eckfrequenz herum vorliegt. Diese beträgt
+jedoch nur circa 2 dB und liegt in einem Bereich, der durch den nachfolgenden
 Filter herausgefiltert wird. Für den relevanten Bereich bis $\SI{30}{\kilo\hertz}$
 sind beide TIVs jedoch nahezu identisch.
 
-Das Verhalten der TIVs scheint somit eine gute Konsistenz auf zu weisen.
-Es ist somit nicht notwendig, die Platinen nach der Anfertigung noch weiter
-ab zu stimmen.
+Das Verhalten der TIVs scheint somit eine gute Konsistenz aufzuweisen.
+Es ist somit vermutlich nicht notwendig,
+die Platinen nach der Anfertigung noch weiter
+abzustimmen.
+
+\FloatBarrier
 
 \subsection{Einfluss der Kaskadenschaltung}
 
@@ -376,16 +445,20 @@ Einbringung einer Kapazität mit dem Rückkoppelpfad der zweiten Stufe
 von Vorteil ist. Diese Filterung könnte theoretisch Rauschen in der ersten
 Stufe abfangen.
 Hierfür wird eine $\SI{47}{\mega\ohm}$-Variante
-modifiziert, und eine Kapazität parallel zu Widerstand R34 
-(siehe Abbildung \ref{fig:v11_tia_schematic}) eingebracht. Diese Kapazität ist
-so ausgelegt, dass sie die Verstärkung der zweiten Stufe ab ca. $\SI{60}{\kilo\hertz}$
+modifiziert, indem eine Kapazität parallel zu Widerstand R34 
+(siehe Abbildung \ref{fig:v11_tia_schematic}) eingebracht wird. Diese Kapazität ist
+so ausgelegt, dass sie die Verstärkung der zweiten Stufe ab circa $\SI{60}{\kilo\hertz}$
 absenkt.
 
 \begin{figure}[h]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/midcap_bandwidth_effect.png}
-    \caption{\label{fig:v11_midcap_bandwidth}Einfluss eines Tiefpassfilters in
-    der zweiten Stufe des kaskadierten TIVs auf die Übertragungsfunktion.}
+    \caption[Einfluss eines Tiefpassfilters in
+        der zweiten Stufe des kaskadierten TIVs auf die Übertragungsfunktion]{
+        \label{fig:v11_midcap_bandwidth}Einfluss eines Tiefpassfilters in
+        der zweiten Stufe des kaskadierten TIVs auf die Übertragungsfunktion.
+        Zu erkennen ist die Verschärfung des Abfalls in der Bandbreite bei
+        genutztem Tiefpassfilter.}
 \end{figure}
 
 Abbildung \ref{fig:v11_midcap_bandwidth} zeigt die Ergebnisse der Messung
@@ -396,8 +469,12 @@ in der Version mit Tiefpassfilter. Dies ist generell von Vorteil.
 \begin{figure}[h]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/midcap_noise_influence.png}
-    \caption{\label{fig:v11_midcap_noise}Einfluss eines Tiefpassfilters in
-    der zweiten Stufe des kaskadierten TIVs auf das Rauschspektrum.}
+    \caption[Einfluss eines Tiefpassfilters in
+        der zweiten Stufe des kaskadierten TIVs auf das Rauschspektrum]{
+        \label{fig:v11_midcap_noise}Einfluss eines Tiefpassfilters in
+        der zweiten Stufe des kaskadierten TIVs auf das Rauschspektrum.
+        Zu erkennen ist die geänderte Verteilung des Rauschens bei Nutzen
+        des Filters.}
 \end{figure}
 
 Abbildung \ref{fig:v11_midcap_noise} zeigt die aufgenommenen Rauschspektren.
@@ -407,13 +484,13 @@ Frequenzen höher ist. Zwar weist die Version ohne Tiefpassfilter in den höhere
 Frequenzen stärkeres Rauschen auf, dieses wird jedoch von der nachfolgenden
 Filterstufe entfernt.
 
-Da die Bandbreite beider Versionen ausreichend ist, und die Variante
+Da die Bandbreite beider Versionen ausreichend ist und die Variante
 ohne Tiefpassfilter ein niedrigeres Rauschen aufwies, ist somit keine Filterung
 in der zweiten Stufe von Vorteil.
 
 \FloatBarrier
-\newpage
-\subsubsection{Verstärkungsverteilung}
+
+\subsubsection{Einfluss der Verstärkungsverteilung}
 
 In diesem Kapitel soll nun untersucht werden, welche Verteilung
 der Verstärkungen zwischen erster und zweiter Stufe am besten ist.
@@ -426,14 +503,6 @@ Gemessen werden die Bandbreite sowie das Rauschen der Schaltung, mit
 den gleichen Messsystemen wie in den vorherigen Messungen (siehe Kapitel
 \ref{chap:v10_measurement_bandwidth} und \ref{chap:v10_measurement_noise}).
 
-\begin{figure}[h]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/CascadeSeries/bandwidths.png}
-    \caption{\label{fig:v11_cascade_bandwidths}Übertragungsfunktionen eines
-        $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs mit varriierter Verstärkung der zweiten
-        Stufe der Kaskade.}
-\end{figure}
-
 Abbildung \ref{fig:v11_cascade_bandwidths} zeigt die Übertragungsfunktionen
 der getesteten Varianten.
 Deutlich zu erkennen ist die Abhängigkeit der Grenzfrequenz von der Verteilung
@@ -442,19 +511,33 @@ Grenzfrequenz der gesamten Schaltung nach oben verschiebt. Entsprechend
 Kapitel \ref{chap:opamp_aol_limit_explained} und 
 \ref{chap:opamp_cascade_explained} lässt dies darauf schließen,
 dass die Bandbreite der $\SI{47}{\mega\ohm}$ 
-durch die offene Verstärkung des OpAmps limitiert ist,
+durch die offene Verstärkung des OpAmps limitiert ist
 und nicht durch das GBWP oder die Rückkoppelwiderstände. Dies ist von Vorteil, da sich
 hierdurch die Bandbreite der Schaltung durch Umverteilung der Verstärkung beliebig einstellen
 lässt, ohne hierbei die Stabilität des Schaltkreises zu gefährden.
 
-Generell ist nur die Einhaltung der Zielparameter von -3dB bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$
+\begin{figure}[h]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/CascadeSeries/bandwidths.png}
+    \caption[Übertragungsfunktionen eines
+        $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs mit varriierter Verstärkung der zweiten
+        Stufe der Kaskade]{
+            \label{fig:v11_cascade_bandwidths}Übertragungsfunktionen eines
+        $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs mit varriierter Verstärkung der zweiten
+        Stufe der Kaskade. Erkennbar ist ein starker Einfluss auf die
+        Bandbreite.}
+\end{figure}
+
+Generell ist nur die Einhaltung der Zielparameter von -3~dB bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$
 wichtig. Höhere Bandbreiten werden durch die Filterstufe entfernt.
 
 
 \begin{figure}[h]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/CascadeSeries/noises.png}
-    \caption{\label{fig:v11_cascade_noises}Rauschspektren eines
+    \caption[Rauschspektren eines
+    $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs mit varriierter Verstärkung der zweiten
+    Stufe der Kaskade]{\label{fig:v11_cascade_noises}Rauschspektren eines
         $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs mit varriierter Verstärkung der zweiten
         Stufe der Kaskade.}
 \end{figure}
@@ -465,21 +548,182 @@ verschieden eingestellten Stufen. Hierbei ist eine starke Abhängigkeit des
 Rauschens von der Verteilung zu beobachten, wobei eine höhere Verstärkung
 der zweiten Stufe mit wesentich höherem Rauschen verbunden ist.
 Das höhere Rauschen scheint mit der höheren Bandbreite in Verbindung zu stehen,
-da in den niedrigen Frequenzen alle TIV-Varianten das gleiche Rauschen aufweisen,
+da in den niedrigen Frequenzen alle TIV-Varianten das gleiche Rauschen aufweisen
 und die einzelnen Rauschlevel entsprechend der Bandbreite des jeweiligen TIVs
 abknicken.
 
 
 Somit ist bestätigt, dass die Verteilung der Verstärkungen der TIV-Stufen ein wichtiger
 Paramter ist. Generell soll die Verstärkung der ersten Stufe so groß wie möglich gehalten
-werden, d.h. die zweite Stufe so klein wie möglich, um das Rauschen zu vermindern.
+werden, d.~h. die zweite Stufe so klein wie möglich, um das Rauschen zu vermindern.
 
+\cleardoublepage
+\section{Messung an einem IMS}
+
+Mit der Funktionalität des erstellten TIVs bestätigt, wird nun eine
+Messung an einem aktivem IMS durchgeführt.
+Hierbei soll das Auflösungsvermögen sowie das Rauschniveau des neu
+erstellten TIVs mit dem Verhalten des vorherig genutzten Verstärkers
+verglichen werden.
+
+Anhand der bereits durchgeführten Messungen wird der $\SI{47}{\mega\ohm}$
+TIV als Verstärker für dieses Experiment genutzt. Dieser besitzt
+das niedrigste Rauschen bei der gewollten Bandbreite von $\SI{30}{\kilo\hertz}$,
+und ist somit die beste Auswahl.
+Das genutzte IMS-System ist ein 75 mm PEEK-Röhren IMS, mit
+einer Driftspannung von $\SI{7.5}{\kilo\volt}$,
+welches bereits durch vorherige Messungen im Labor charakterisiert wurde
+und somit eine gut verstandene Platform darstellt.
+Zum Vergleich wird der bestehende Verstärker, der {\em GemiTIV},
+genutzt. Dieser ist auf eine vergleichbare Bandbreite von
+circa $\SI{25}{\kilo\hertz}$ eingestellt.
+
+Es werden insgesamt vier Messungen durchgeführt, zwei als 
+Referenz mit dem bestehendem Verstärker und zwei mit dem neu
+erstellten TIV. Für jeden Verstärker wird eine Messung
+mit zehnfacher Mittlung zur Reduktion des Rauschens und eine
+Messung ohne Mittlung durchgeführt. Da die Verstärker
+leicht unterschiedliche DC-Offsets und Verstärkungen besitzen,
+wird bei den gemessenen Spektren der DC-Anteil entfernt und 
+auf die Amplitude des Peaks normalisiert. 
+
+Die aufgenommenen
+Spektren sind in Abbildungen \ref{fig:v11_real_meas_avg}
+und \ref{fig:v11_real_meas_noavg} dargestellt.
+
+\begin{figure}[htb]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/IMS Measurements/averaged_compare.png}
+    \caption[Ergebnisse der gemittelten Messung am IMS]{
+        \label{fig:v11_real_meas_avg}
+        Ergebnisse der gemittelten Messungen der zwei Verstärker
+        im Vergleich, normalisiert auf die gleiche Peak-Höhe.
+
+        Zu erkennen ist eine sehr gute Übereinstimmung der
+        Messergebnisse und vergleichbares Rauschen. Die Peak-Form
+        ist bei beiden TIVs fast exakt gleich.
+    }
+\end{figure}
+
+\begin{figure}[htb]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/IMS Measurements/raw_compare.png}
+    \caption[Ergebnisse der ungemittelten Messung am IMS]{
+        \label{fig:v11_real_meas_noavg}
+        Ergebnisse der ungemittelten Messungen der zwei Verstärker
+        im Vergleich, normalisiert auf die gleiche Peak-Höhe.
+
+        In dieser Messung lässt sich das Rauschen besser vergleichen.
+        Hierbei ist zu erkennen dass der neu erstellte TIV ein insgesamt
+        kleineres Rauschen hat.
+    }
+\end{figure}
+
+\FloatBarrier
+
+Zu erkennen ist die gute Übereinstimmung der Messungen.
+Die für die Datenauswertung relevanten Formen der
+Gauss-Peaks werden vom neuen TIV gut dargestellt, es
+sind keine Verzerrungen im Vergleich zum bestehenden
+Verstärker zu erkennen.
+Bezüglich des Rauschens weist der neu erstellte TIV eine
+kleinere Amplitude auf, wobei anzumerken ist, dass
+die mechanische Schwingung des Aperturgitters innerhalb des
+IMS merklich zum Rauschen beitragen kann.
+
+Somit ist bewiesen, dass der hier erstellte 
+TIV erfolgreich in einem echten IMS-System genutzt werden kann
+und hierbei vergleichbar gute Messergebnisse liefert
+wie die bestehenden Systeme.
+
+\clearpage
+\section{Erprobung einer schnellen Variante}
+
+Die in Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} festgelegten Ziele
+sind für einen bestimmten Typ von IMS geeignet. Es gibt jedoch 
+andere Arten von IMS, welche schnellere Messungen benötigen, so
+z.~B. dem Hike-IMS.
+Dieses System benötigt Bandbreiten von mindestens 
+$\SI{250}{\kilo\hertz}$, mit 
+einem maximalen Eingangssignal von $\SI{10}{\nano\ampere}$.
+Somit wird eine TIV-Verstärkung von $\SI{100}{\mega\ohm}$ angestrebt.
+
+Aus diesem Grund wird im folgenden eine Variante des TIV-Schaltkreises
+erprobt, welche auf diese Parameter eingestellt ist. Hierfür
+wird als Rückkoppelwiderstand ein Wert von $\SI{2.4}{\mega\ohm}$ 
+genutzt. Zusätzlich wird der Ausgangsfilters auf eine Grenzfrequenz
+von $\SI{280}{\kilo\hertz}$ eingestellt.
+
+Vermessen werden Bandbreite und Rauschen mit den gleichen Methodiken
+wie in den vorherigen Kapiteln (vgl. Kapitel \ref{chap:v10_measurement_bandwidth}
+und Kapitel \ref{chap:v10_measurement_noise}). Abbildungen \ref{fig:v24_bandwidth}
+und \ref{fig:v24_noise} zeigen die Messwerte auf.
+
+\begin{figure}[ht]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/2M4/bandwidths.png}
+    \caption[Bandbreite der $\SI{2.4}{\mega\hertz}$-Variante]{
+        \label{fig:v24_bandwidth}
+        Bandbreite der $\SI{2.4}{\mega\hertz}$-Variante. Aufgezeichnet sind
+        die Bandbreiten des ungefilteren und gefilterten Ausgangs.
+        Zu erkennen ist ein flacher Frequenzgang bis circa $\SI{100}{\kilo\hertz}$,
+        ab welchem eine Überhöhung der Bandbreite erkennbar ist.
+    }
+\end{figure}
+
+
+Zu erkennen ist ein flacher Frequenzgang bis circa $\SI{100}{\kilo\hertz}$, mit
+einer darauf folgenden Instabilität, mit einer leichten
+Erhöhung von circa 3dB um $\SI{500}{\kilo\hertz}$ herum.
+Diese Erhöhung lässt darauf schließen, dass entweder das Limit
+des OpAmp GBWP erreicht wird (entsprechend Kapitel \ref{chap:opamp_parasitics_gbwp}), oder dass die Abschirmung für
+die höheren Frequenzen nicht ausreichend ist. Da die Überhöhung
+recht gering ist und keine Instabilität darstellt, ist 
+zu vermuten dass durch leichte Anpassungen die Übertragungsfunktion
+abgeflacht werden kann.
+
+
+\begin{figure}[ht]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.1-a1/2M4/noises.png}
+    \caption[Rauschspektrum der $\SI{2.4}{\mega\hertz}$-Variante]{
+        \label{fig:v24_noise}
+        Rauschspektrum der $\SI{2.4}{\mega\hertz}$-Variante. Aufgezeichnet sind
+        die Spektren des ungefilteren und gefilterten Ausgangs.
+        Zu erkennen ist ein sehr geringes Rauschen bis hin zu
+        $\SI{100}{\kilo\hertz}$, ab welchem Punkt das Rauschen stark 
+        ansteigt.
+    }
+\end{figure}
+
+Das Rauschspektrum der erstellten Variante ist ebenfalls sehr gut für den
+Einsatz an einem IMS geeignet.
+Das Rauschlevel ist mit durchschnittlich $\SI{10}{\micro\volt\per\sqrt{\hertz}}$
+bis zur Filter-Grenzfrequenz sehr niedrig. Die in der Bandbreite erkennbare Überhöhung ist
+ebenso im Rauschen zu erkennen, da ab $\SI{100}{\kilo\hertz}$ das Rauschen stark ansteigt.
+Der Ausgangsfilter verringert teilweise das Rauschen, und mit
+einem maximalen Rauschlevel von $\SI{25}{\micro\volt\per\sqrt{\hertz}}$
+sind diese Messwerte dennoch sehr gut nutzbar.
+
+Insgesamt ist die erstellte Variante sehr gut für die Nutzung an schnelleren IMS-Systemen
+geeignet, da sie ein niedriges Rauschen und stabile Bandbreite anbietet.
+Bei weiterer Feineinstellung des TIVs ist zudem zu erwarten, dass die Überhöhungen
+korrigiert werden kann, um noch höhere Bandbreiten bei gleicher Verstärkung erreichen
+zu können.
+
+Eine Messung an einem echten IMS-System war durch technische Probleme
+unabhängig vom TIV nicht möglich.
+
+\clearpage
 \section{Fazit}
 
-Die zweite Revision korrigiert erfolgreich die Instabilität, welche in der ersten Revision
-festgestellt wurde.
-In den restlichen Parametern schneidet sie vergleichbar gut wie die erste Revision ab.
+Die Revision korrigiert erfolgreich die Instabilität, welche in der ersten Version
+des in dieser Arbeit erstellten TIVs festgestellt wurde.
+In den restlichen Parametern schneidet sie vergleichbar gut wie die erste Version ab.
 Zudem lässt sich durch die korrekte Einstellung der Verstärkungsverteilung der kaskadierten
 Stufe die Bandbreite des Schaltkreises arbiträr limitieren, was eine zusätzliche Rauschreduktion
-ermöglicht.
-Somit wurde ein erfolgreicher und für ein IMS nutzbarer TIV entwickelt.
+ermöglicht. In der Messung am echten IMS konnte bestätigt werden, dass der TIV
+Messwerte mit gleicher Qualität wie bestehende Systeme liefern kann.
+
+Zusammengefasst wurde somit bestätigt, dass erfolgreich ein TIV für die IMS entwickelt 
+wurde.

TeX/Kapitel/Vermessung.tex

@@ -1,42 +1,54 @@
 
-
+\cleardoublepage
 \chapter{Vermessung}
 \label{chap:measurements}
 
 In diesem Kapitel wird der erstellte Schaltkreis auf seine Funktionstüchtigkeit
 untersucht.
-Es wird beurteilt, ob die Schaltung die festgelegten Zielparameter erreichen kann,
-und welche Parameter einer Verbesserung bedürfen.
+Es wird beurteilt, ob die Schaltung die festgelegten Zielparameter erreichen kann
+und welche Parameter einer Verbesserung bedürfen. Zusätzlich werden
+verschiedene Auslegungen des Schaltkreises getestet, um den Einfluss verschiedener
+Komponenten und Design-Varianten zu erproben.
 
-Hierbei werden verschiedene Variationen des Schaltkreises vermessen, um
-einige Systemparameter bestimmen zu können. Diese sind:
+Relevant ist hierbei vor allem die Größe des Rückkoppelwiderstandes, welcher
+entsprechend der Simulationen das Rauschen stark beeinflusst und die Bandbreite
+des Schaltkreises fest legt. Aus diesem Grund sollen verschiedene
+Rückkoppelwiderstände getestet werden.
+Ebenso relevant ist der Einfluss der Abschirmung, welche genauer betrachtet
+wird.
+
+Somit sind folgende Schaltkreise zu vermessen:
 
 \begin{itemize}
     \item Ein Schaltkreis ohne Abschirmungen und mit $4\cdot\SI{47}{\mega\ohm}$
-        Rückkoppelwiderständen, zur Bestätigung der Notwendigkeit der Abschirmungen
+        Rückkoppelwiderständen zur Bestätigung der Notwendigkeit der Abschirmungen.
     \item Drei Schaltkreise mit jeweils $4\cdot\SI{47}{\mega\ohm}$,
         $4\cdot\SI{20}{\mega\ohm}$ sowie $4\cdot\SI{120}{\mega\ohm}$ Rückkoppelwiderständen,
         um den Einfluss der verschiedenen Widerstände charakterisieren zu können.
 \end{itemize}
 
+Die Auswahl dieser Widerstände wurde entsprechend der Abschätzungen aus 
+Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations} getroffen.
+
+\clearpage
 \section{Messergebnisse}
 
 \subsection{Linearität}
 \label{chap:v10_measurement_linearity}
 
 In diesem Abschnitt wird die Linearität des erstellten
-Schaltkreises erprobt. Diese Art der Vermessung gibt an,
+Schaltkreises evaluiert. Diese Art der Vermessung gibt an,
 auf welche Art Eingangs- und Ausgangssignal in Relation stehen.
 Für die meisten Sensorsysteme ist eine möglichst lineare
-Relation gewünscht, d.h.:
+Relation gewünscht, d.~h.:
 
 \begin{equation*}
-    V_\mathrm{out} = I_\mathrm{in} \cdot R_\mathrm{f}
+    U_\mathrm{out} = I_\mathrm{in} \cdot R_\mathrm{f}
 \end{equation*}
 
 Wobei $R_\mathrm{f}$ der Rückkoppelwiderstand des TIVs ist.
 In einem echten System gibt es jedoch zusätzliche Fehlerquellen,
-welche diese Relation verändern, so z.B.
+welche diese Relation verändern, soz.~B.
 Nichtlinearitäten und Leckströme.
 
 Um die Relation zwischen Aus- und Eingang charakterisieren 
@@ -45,59 +57,79 @@ genutzt. Diese Quelle liefert Ströme mit einer Auflösung von $\SI{10}{\pico\am
 Der Ausgang dieser Quelle wird an den Eingang des gebauten TIVs 
 angeschlossen. Der Ausgang des TIVs wird mit einem digitalem
 Multimeter, dem {\em Keysight 34461A}, vermessen,
-wobei eine Mittlung von $100\cdot\SI{20}{\milli\second}$ eingestellt wird.
-Dies mittelt über 100 Perioden des 50Hz-Stromnetzes hinweg, um 
+wobei eine Mittlung von $\SI{2000}{\milli\second}$ eingestellt wird.
+Dies mittelt über 100 Perioden des $\SI{50}{\hertz}$-Stromnetzes hinweg, um 
 den Einfluss dieser Störquelle zu vermindern.
 
 Vermessen wird nur die abgeschirmte $4\cdot\SI{47}{\mega\ohm}$ 
 Variante des TIVs, da Nichtlinearitäten sowie Leckströme
 eine Funktion des Verstärkers selbst sind. Abschirmung,
-Widerstandsgröße etc. beeinflusst lediglich die dynamischen
+Widerstandsgröße etc. beeinflussen lediglich die dynamischen
 Eigenschaften des Schaltkreises, 
 da Widerstände generell keine Nichtlinearitäten bei DC aufweisen.
 Es wird ein Strombereich von $\SI{\pm2.6}{\nano\ampere}$
 Eingangsstrom in Schritten von $\SI{0.1}{\nano\ampere}$ vermessen.
+Abbildung \ref{fig:measurement_v1_linearity} zeigt das Ergebnis der Vermessung
+und Abbildung \ref{fig:measurement_v1_linearity_error} zeigt die Abweichung
+der Messung vom Sollwert.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/1G_47M_Linearity.png}
-    \caption{\label{fig:measurement_v1_linearity}
-        Messergebnisse der Linearitätsmessung.}
+    \caption[Messergebnisse der Linearitätsmessung]{\label{fig:measurement_v1_linearity}
+        Messergebnisse der Linearitätsmessung des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.
+        Es sind wie gewünscht keine merklichen Nichtlinearitäten zu erkennen.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:measurement_v1_linearity} zeigt das Ergebnis der Vermessung.
-Deutlich zu erkennen ist eine saubere, lineare Abhängigkeit der Ausgangsspannung
-vom Eingangsstrom ohne merkliche Abweichungen vom linearen Zusammenhang. Auch 
-der Verstärkungsfaktor von $\SI{1}{\giga\ohm}$ wird präzise erreicht. 
-Lediglich an den Extremen des Messbereiches ab ca. $\SI{\pm2.4}{\nano\ampere}$ ist ein
+\begin{figure}[ht]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/1G_47M_Linearity_Error.png}
+    \caption[Abweichung der Linearität des TIVs]{
+        \label{fig:measurement_v1_linearity_error}
+        Abweichung des Messwerts des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs vom 
+        Erwartungswert. Zu sehen ist ein leichter Fehler der Verstärkung
+        von circa +0.5\%, ein Nullpunkt-Offset von $\SI{+5}{\milli\volt}$,
+        sowie die Grenzen des nutzbaren Bereichs des Verstärkers.
+    }
+\end{figure}
+
+Deutlich zu erkennen ist eine nutzbare lineare Abhängigkeit der Ausgangsspannung
+vom Eingangsstrom ohne starke Abweichungen vom linearen Zusammenhang.
+Es scheint ein leichter Fehler im Verstärkungsfaktor von 0.5\% vorzuliegen
+und der Nullpunkt ist um circa $\SI{5}{\milli\volt}$ nach oben verschoben. 
+Beide dieser Fehler lassen sich durch eine lineare Kalibration entfernen, 
+der Schaltkreis besitzt somit ein nutzbares lineares Ausgangssignal.
+Lediglich an den Extremen des Messbereiches ab circa $\SI{\pm2.4}{\nano\ampere}$ ist ein
 Einknicken der Ausgangsspannung zu erkennen. Dies lässt sich durch die Versorgungsspannung
-des Verstärkers erklären, welche bei ca. $\SI{\pm2.5}{\volt}$ liegt, wodurch die
+des Verstärkers erklären, welche bei circa $\SI{\pm2.5}{\volt}$ liegt, wodurch die
 Ausgangsspannung begrenzt ist.
 
-In Zusammenfassung ist die Linearität des Schaltkreises mehr als Ausreichend, und
+In Zusammenfassung ist die Linearität des Schaltkreises mehr als ausreichend und
 für den gewünschten Eingangsstrom von $\SI{\pm1}{\nano\ampere}$ liegt ein komplett
-lineares Verhalten vor. 
+lineares Verhalten vor.
 
-\subsection{Bandbreite}
+\clearpage
+
+\subsection[Verstärkerbandbreite]{Untersuchung der Verstärkerbandbreite}
 \label{chap:v10_measurement_bandwidth} 
 
-In diesem Abschnitt wird die Bandbreite des Systems untersucht.
-Hierbei wird sowohl die Bandbreite der TIV-Stufe ohne Filterung,
-als auch die gesamte Bandbreite mit Filterung, vermessen.
+Nun wird die Übertratungsfunktion der TIVs betrachtet.
+Hierbei werden sowohl die Bandbreite der TIV-Stufe ohne Filterung,
+als auch die gesamte Bandbreite mit Filterung vermessen.
 
 Für einen Verstärker wie den TIV ist eine Übertragungsfunktion
 gewünscht, welche möglichst flach verläuft und erst ab einer 
 gewissen Grenzfrequenz dann möglichst steil abfällt.
 Der glatte Verlauf unterhalb der Grenzfrequenz erlaubt für eine
 verzerrungsfreie Übertragung eines Signals, während der steile 
-Abfall nach der Grenzfrequenz ungewünschte Signale heraus filtert.
+Abfall nach der Grenzfrequenz ungewünschte Signale herausfiltert.
 
 Die Übertragungsfunktionen werden mithilfe eines {\em Analog Discovery Pro 3} 
 Oszilloskop + Funktionsgenerator aufgenommen.
-Der Ausgang des Funktionsgenerators an eine Photodioden-Box angeschlossen,
+Der Ausgang des Funktionsgenerators wird an eine Photodiodenbox angeschlossen,
 welche die Ausgangsspannung des Generators auf einen Strom im Bereich von 
 0 bis $\SI{0.7}{\nano\ampere}$ umwandelt. Der Frequenzgang dieser Box ist hierbei 
-bis in die oberen $\SI{100}{\kilo\hertz}$ flach und konstant, und muss somit 
+bis in die oberen $\SI{100}{\kilo\hertz}$ flach und konstant und muss somit 
 nicht weiter beachtet werden. Der Ausgang der Photodioden-Box wird an den Eingang
 des TIVs angeschlossen. Der gefilterte und ungefilterte Ausgang des TIVs werden
 jeweils mit dem {\em Analog Discovery Pro 3} vermessen.
@@ -106,19 +138,20 @@ Durch Anlegen einer Sinus-Ausgangsspannung an die Dioden-Box und Vermessung
 der Amplitude und Phase des Sinus an den Ausgängen des TIVs kann berechnet werden,
 mit welcher Verstärkung bzw. Dämpfung die verschiedenen Frequenzen übertragen wurden.
 Hierbei werden Frequenzen im Bereich von $\SI{100}{\hertz}$ bis $\SI{500}{\kilo\hertz}$ 
-genutzt.
-
-\begin{figure}[ht]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth.png}
-    \caption{\label{fig:v10_bandwidth}Bandbreiten des TIV-Teils der aufgebauten Varianten
-        der ersten Platinenrevision, mit verschiedenen 
-        Rückkoppelwiderständen.}
-\end{figure}
-
-Abbildung \ref{fig:v10_bandwidth} zeigt die aufgenommenen Bandbreiten
+genutzt. Abbildung \ref{fig:v10_bandwidth} zeigt die aufgenommenen Bandbreiten
 des abgeschirmten Schaltkreises mit verschiedenen
 Rückkoppelwiderständen.
+
+\begin{figure}[H]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth.png}
+    \caption[Messung der TIV Übertragungsfunktionen]{
+        \label{fig:v10_bandwidth}Bandbreiten des TIV-Teils der aufgebauten Varianten
+        der ersten Platinenrevision mit variierten 
+        Rückkoppelwiderständen. Zu erkennen ist die Abhängigkeit der Bandbreite 
+        vom Widerstand.}
+\end{figure}
+
 Deutlich zu erkennen ist die Abhängigkeit der Bandbreite vom
 Rückkoppelwiderstand, wie in vorherigen Kapiteln dargelegt und berechnet wurde.
 Die tatsächliche Bandbreite ist hierbei wie erwartet geringer als die simulierten Werte
@@ -126,14 +159,14 @@ aus Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations}, da sich vermutlich nicht alle
 parasitären Eigenschaften akkurat modellieren ließen. Dennoch ist eine klare
 Verbindung zwischen Widerstandsgröße und Bandbreite erkennbar.
 Die gemessenen
--3dB Grenzfrequenzen sind in Tabelle \ref{table:v10_bandwidths} aufgelistet.
+-3~dB Grenzfrequenzen sind in Tabelle \ref{table:v10_bandwidths} aufgelistet.
 
 \begin{table}[H]
     \centering
-    \caption{\label{table:v10_bandwidths}-3dB-Frequenzen des ungefilterten TIV-Ausgangs}
+    \caption{\label{table:v10_bandwidths}-3~dB-Frequenzen des ungefilterten TIV-Ausgangs}
     \begin{tabular}{ |r|r|r| }
         \hline
-        Widerstand & -3dB Punk \\
+        Widerstand & -3~dB Punk \\
         \hline
         $\SI{20}{\mega\ohm}$ & $\SI{58.484}{\kilo\hertz}$ \\
         $\SI{47}{\mega\ohm}$ & $\SI{49.355}{\kilo\hertz}$ \\
@@ -143,86 +176,103 @@ Die gemessenen
 \end{table}
 
 Die Übertragungsfunktionen aller drei Platinen weisen akzeptables Verhalten
-auf, d.h. einen glatten Verlauf vor der Grenzfrequenz und einen 
-Abfall von ca. -20dB/Dekade. Lediglich die Grenzfrequenz des
-$\SI{120}{\mega\ohm}$ Schaltkreises ist relativ gering, und bietet somit
+auf, d.~h. einen glatten Verlauf vor der Grenzfrequenz und einen 
+Abfall von circa -20dB/Dekade. Lediglich die Grenzfrequenz des
+$\SI{120}{\mega\ohm}$ Schaltkreises ist relativ gering und bietet somit
 wenig Spielraum für die nachfolgende Filterung.
 
-\begin{figure}[ht]
+Ebenfalls von Interesse ist die Übertragungsfunktion des gefilterten Ausgangs.
+Dieser wird mit der bereits genutzten Messung vermessen.
+Die Ergebnisse dieser Messung sind in Abbildung \ref{fig:v10_bandwidths_ch2} 
+dargestellt.
+
+\begin{figure}[htb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth_ch2.png}
-    \caption{\label{fig:v10_bandwidths_ch2}Übertragungsfunktionen des gefilterten Ausgangs
-        der Platinen bei variiertem Rückkoppelwiderstand.}
+    \caption[Übertragungsfunktionen des gefilterten Ausgangs
+    der Platinen bei variiertem Rückkoppelwiderstand]{
+        \label{fig:v10_bandwidths_ch2}Übertragungsfunktionen des gefilterten Ausgangs
+        der Platinen bei variiertem Rückkoppelwiderstand. Zu erkennen ist die Eckfrequenz
+        des Filters bei $\SI{30}{\kilo\hertz}$}
 \end{figure}
 
-
-Abbildung \ref{fig:v10_bandwidths_ch2} zeigt die Messungen der gefilterten
-Ausgänge derselben Platinen.
 Die Auslegung der Filterstufe soll erst ab der Grenzfrequenz
 von $\SI{30}{\kilo\hertz}$ einen Abfall von -40dB/Dekate einbringen,
 wobei Frequenzen unterhalb der Grenzfrequenz nicht beeinflusst werden sollten.
-Diese Verhalten ist auch deutlich in der Messung zu erkennen. Die -3dB-Frequenzen
+Dieses Verhalten ist auch deutlich in der Messung zu erkennen. Die -3~dB-Frequenzen
 der gefilterten Ausgänge sind in Tabelle \ref{table:v10_bandwidth_filters} aufgelistet.
-Wie bereits theorisiert ist die Bandbreite der $\SI{120}{\mega\ohm}$-Variante zu gering
+Wie bereits theorisiert, ist die Bandbreite der $\SI{120}{\mega\ohm}$-Variante zu gering
 für die vollen $\SI{30}{\kilo\hertz}$. Die anderen beiden Varianten besitzen
 genug Bandbreite.
 
 \begin{table}[H]
     \centering
-    \caption{\label{table:v10_bandwidth_filters}-3dB-Frequenzen der gefilterten Ausgänge des TIVs}
+    \caption{\label{table:v10_bandwidth_filters}-3~dB-Frequenzen der gefilterten Ausgänge des TIVs}
     \begin{tabular}{ |r|r|r| }
         \hline
-        Widerstand & -3dB Punk \\
+        Widerstand & -3~dB Punk \\
         \hline
-        $\SI{20}{\mega\ohm}$ & $\SI{30.22057}{\kilo\hertz}$ \\
+        $\SI{20}{\mega\ohm}$ & $\SI{30.220}{\kilo\hertz}$ \\
         $\SI{47}{\mega\ohm}$ & $\SI{30.199}{\kilo\hertz}$ \\
         $\SI{120}{\mega\ohm}$ & $\SI{25.118}{\kilo\hertz}$ \\
         \hline
     \end{tabular}
 \end{table}
 
-
-\begin{figure}[htb]
-    \centering
-    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth_filter_compare.png}
-    \caption{\label{fig:v10_bandwidth_filter_compare}Vergleich der Übertragungsfunktion
-        des gefilterten und ungefilterten Ausangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.}
-\end{figure}
-
 Abbildung \ref{fig:v10_bandwidth_filter_compare} zeigt zum Vergleich 
 die Bandbreiten des ungefilterten und gefilterten Ausgangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.
 Die Eckfrequenz des Filters sowie der -40dB/Dekade-Abfall ist deutlich zu erkennen.
 
+\begin{figure}[ht]
+    \centering
+    \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/bandwidth_filter_compare.png}
+    \caption[Vergleich der Übertragungsfunktion
+        des gefilterten und ungefilterten Ausangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs]{
+        \label{fig:v10_bandwidth_filter_compare}Vergleich der Übertragungsfunktion
+        des gefilterten und ungefilterten Ausangs des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs.
+        Die Filterung ist deutlich ab $\SI{30}{\kilo\hertz}$ zu erkennen, mit
+        einem wesentlich schnelleren Abfall des gefilterten Ausgangs.
+    }
+\end{figure}
+
 \FloatBarrier
-\newpage
 
 \subsubsection{Einfluss der Abschirmung}
 \label{chap:measurements_v10_shielding}
 
-In diesem Abschnitt wird der Einfluss der Abschirmung genauer untersucht.
+Ein relevantes Element des Schaltungsdesigns ist die Abschirmung, welche
+zum Ausgleich der parasitären Kapazitäten ausgelegt wurde.
+Der konkrete Effekt dieser Abschirmung wird nun betrachtet.
 Um diesen zu messen, werden die Abschirmungselektroden durch Änderung
 des Widerstandsteilers auf zu hohe/zu niedrige Spannungen 
 im Vergleich zum Sollwert gelegt.
 Hiernach werden die Übertragungsfunktionen vermessen und ausgewertet.
+Abbildung \ref{fig:v10_compensation_comparison} zeigt die Übertragungsfunktionen
+in Abhängigkeit zum Verstärkungsfaktor der Abschirmung zur Signalspannung.
 
-\begin{figure}[H]
+\FloatBarrier
+
+\begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/compensation.png}
-    \caption{\label{fig:v10_compensation_comparison}Übertragungsfunktionen
-        des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs bei variierten Abschirmungselektrodenspannungen}
+    \caption[Messung der Übertragungsfunktionen 
+        bei variierter Abschirmungsspannung]{
+            \label{fig:v10_compensation_comparison}Übertragungsfunktionen
+        des $\SI{47}{\mega\ohm}$ TIVs bei variierten Abschirmungselektrodenspannungen.
+        Zu erkennen ist die starke Änderung der Übertragungsfunktion bei
+        falsch angepasster Abschirmung.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v10_compensation_comparison} zeigt die Übertragungsfunktionen
-bei variierten Abschirmungs-Spannungen. Deutlich zu erkennen ist ein starker Einfluss
+Deutlich zu erkennen ist ein starker Einfluss
 der Abschirmung auf die Verstärkungen selbst bei kleineren Frequenzen ab $\SI{500}{\hertz}$,
 wobei die Abschirmung den Frequenzgang sowohl anheben als auch absenken kann.
-So kann z.B. bei weiterer Anhebung des Frequenzganges
+So kannz.~B. bei weiterer Anhebung des Frequenzganges
 eine Instabilität und Oszillation auftreten. Zudem ist ein möglichst flacher Frequenzgang
 gewünscht.
 
 Die flachste, und somit am besten geeignetste, Übertragungsfunktion ergibt
 sich mit einer leicht zu hohen Filterspannung, zwischen x1 und x1.1.
-Dies lässt sich leicht mit der E24-Serie von Widerständen erreichen, und benötigt
+Dies lässt sich leicht mit der E24-Serie von Widerständen erreichen und benötigt
 somit keine teureren Widerstände zur Einstellung der Abschirmung.
 
 Hieraus kann geschlossen werden, dass die Abschirmungen einen merklichen und wichtigen Einfluss auf
@@ -233,93 +283,112 @@ notwendig für die Funktionalität des TIVs.
 
 \subsubsection{Messung ohne Abschirmung}
 
-In diesem Kapitel soll die Übertragungsfunktion der Variante
-ohne Abschirmung vermessen werden.
+Um zu bestätigen dass die Abschirmung notwendig ist, wird
+ein separates Platinendesign ohne jegliche Abschirmungen angefertigt
+und dessen Übertragungsfunktion sollte vermessen werden.
 Dies war jedoch nicht möglich, da die Platine keinen stabilen Ausgang
 besaß. Der Ausgangspegel des TIVs ohne Abschirmung der Rückkoppelwiderstände
 bildet eine Rechteckwelle aus, 
 welche zwischen dem maximalen und minimalen Pegel wechselt. Somit
 ist keine Bandbreitenmessung möglich, da die Eingangs-Sinus-Welle
-nie korrekt übertragen wird.
+nie korrekt übertragen wird. Die Messung dieses instabilen 
+Ausgangssignals ist in Abbildung \ref{fig:v10_unshielded_waveform} 
+dargestellt.
 
-\begin{figure}[H]
+\begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/unshielded_47M.png}
-    \caption{\label{fig:v10_unshielded_waveform}
-        Ausgangsspannung des TIV-Schaltkreises ohne Abschirmung.}
+    \caption[Ausgangsspannung des TIV-Schaltkreises ohne Abschirmung]{\label{fig:v10_unshielded_waveform}
+        Ausgangsspannung des TIV-Schaltkreises ohne Abschirmung.
+        Deutlich zu erkennen ist die starke Oszillation der Ausgangsspannung,
+        welche bis an die Spannungsgrenzen des Ausgangs geht.}
 \end{figure}
 
-Abbilding \ref{fig:v10_unshielded_waveform} zeigt die bereits 
-genannte Ausgangs-Wellenform. Deutlich zu erkennen ist die oszilliernde Natur
-der Spannung. Die Wellenform ist zu erklären durch den Einfluss parasitärer
-Erdungskapazitäten auf die hochohmigen Potentiale der Rückkoppelwiderstände.
-Dies wurde bereits in Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations} theorisiert, und
+Die oszilliernde Natur
+der Spannung ist deutlich zu erkennen. Die Wellenform ist durch den Einfluss parasitärer
+Erdungskapazitäten auf die hochohmigen Potentiale der Rückkoppelwiderstände zu erklären.
+Dies wurde bereits in Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations} theorisiert und
 die Messungen in \ref{chap:measurements_v10_shielding} wiesen auch auf eine Instabilität
 bei zu kleiner Abschirmung hin.
-Die Instabilität bei keiner Abschirmung ist somit erwartet, und weißt zusätzlich darauf hin
-dass die bestehende Abschirmungsgeometrie ausreichend ist um diese Instabilität zu vermeiden.
+Die Instabilität bei keiner Abschirmung ist somit erwartet und weist zusätzlich darauf hin,
+dass die bestehende Abschirmungsgeometrie ausreichend ist, um diese Instabilität zu vermeiden.
+Eine Operation gänzlich ohne Abschirmungselektroden ist nicht möglich.
 
 \FloatBarrier
-\newpage
 
 \subsection{Rauschen}
 \label{chap:v10_measurement_noise}
 
-In diesem Abschnitt wird das Rauschen des Schaltkreises genauer untersucht.
-Das Rauschverhalten ist relevant für die Signalqualität, und somit für die
-Detektionsgrenzen, welche erreicht werden können. Generell sind niedrigere 
+Das Rauschverhalten ist relevant für die Signalqualität und somit für die
+Detektionsgrenzen, welche erreicht werden können. Aus diesem Grund wird dieses
+nun genauer vermessen.
+Generell sind niedrigere 
 Rauschwerte besser, wobei auch die Verteilung der Rauschenergie relevant ist,
-d.h. ob es gewisse Frequenzen mit Spitzen oder Frequenbereiche mit erhöhtem 
+d.~h. ob es gewisse Frequenzen mit Spitzen oder Frequenbereiche mit erhöhtem 
 oder niedrigerem Rauschen gibt.
 
-Um das Rauschen der Platinen auf zu nehmen, wird der Eingang des TIVs
+Um das Rauschen der Platinen aufzunehmen, wird der Eingang des TIVs
 mit einer Abschirmkappe abgedeckt. Zusätzlich wird der Aufbau in ein Metallgehäuse
 eingebaut, um äußere Störsignale zu verringern.
 Es wird für jede Platine das FFT-Spektrum von 
 $\SI{500}{\hertz}$ bis $\SI{1}{\mega\hertz}$ aufgenommen, wobei jeweils 1000 Spektren
-summiert und der Durchschnitt berechnet wird, um die durchschnittliche Verteilung
-des Rauschens zu berechnen.
+genutzt werden, um die durchschnittliche Verteilung
+des Rauschens zu berechnen. Die Aufnahme der Spektren erfolgt mit dem
+{\em Analog Discovery 3},
+wobei die Rauschgrenze dieses Messgerätes bei circa $\SI{0.5}{\micro\volt\per\sqrt{\hertz}}$
+liegt und somit die gemessenen Rauschlevel nicht
+merklich beeinflusst.
+Die aufgenommenen Spektren sind in 
+Abbildung \ref{fig:v10_noises_ch1} dargestellt.
 
-\begin{figure}[H]
+\begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/noises.png}
-    \caption{\label{fig:v10_noises_ch1}Durchschnittliches Rauschspektrum
+    \caption[Durchschnittliches Rauschspektrum
         des ungefilterten Ausgangs
-        der drei Platinen.}
+        der drei Platinen]{\label{fig:v10_noises_ch1}Durchschnittliches Rauschspektrum
+        des ungefilterten Ausgangs
+        der drei Platinen bei abgeschirmtem, offenem Eingang.
+        Die gleichmäßige Verteilung des Rauschens ist sichtbar.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v10_noises_ch1} zeigt die Rausch-Spektren der drei Platinen.
-Deutlich zu erkennen ist die Abhängigkeit des Rauschens von der Widerstands-Größe,
+Deutlich zu erkennen ist die Abhängigkeit des Rauschens von der Widerstandsgröße,
 welches der Vorhersage aus Kapitel \ref{chap:r_noise} entspricht.
 Das Rauschen ist bei allen drei Platinen relativ gleichmäßig 
-verteilt, mit einer flachen Spitze bei ca. $\SI{30}{\kilo\hertz}$.
-Es sind keine Frequenz-Spitzen zu erkennen, und keine Resonanzen.
+verteilt, mit einer flachen Spitze bei circa $\SI{30}{\kilo\hertz}$.
+Es sind keine Frequenz-Spitzen und keine Resonanzen zu erkennen.
 
 Zusätzlich wird das Verhalten der Filter-Stufe auf das Rauschen
-betrachtet. Es wird mithilfe des selben Messaufbaus das Rauschen 
-des gefilterten Ausgangs aufgenommen und aufgezeichnet.
+betrachtet. Mithilfe desselben Messaufbaus wird das Rauschen 
+des gefilterten Ausgangs aufgenommen und aufgezeichnet. Abbildung 
+\ref{fig:v10_noises_ch2} zeigt die aufgenommenen Spektren.
 
-\begin{figure}[h]
+\begin{figure}[htb]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/noises_ch2.png}
-    \caption{\label{fig:v10_noises_ch2}Durchschnittliches Rauschspektrum
+    \caption[Durchschnittliches Rauschspektrum
+    des gefilterten Ausgangs
+    der drei Platinen]{\label{fig:v10_noises_ch2}Durchschnittliches Rauschspektrum
         des gefilterten Ausgangs
-        der drei Platinen.}
+        der drei Platinen.
+        Erkennbar ist die Wirkung des Ausgangsfilters ab $\SI{30}{\kilo\hertz}$,
+        welche das Rauschen stark verringert.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:v10_noises_ch2} zeigt die Rauschspektren der gefilterten Ausgänge.
-Deutlich zu erkennen ist eine starke Reduktion des Rauschens ab der $\SI{30}{\kilo\hertz}$ 
-Grenzfrequenz des Filters, welches das gewünschte Verhalten ist. Der Filter reduziert 
+\FloatBarrier
+
+Deutlich zu erkennen ist eine starke Reduktion des Rauschens ab $\SI{30}{\kilo\hertz}$ 
+, welches das gewünschte Verhalten ist. Der Filter reduziert 
 somit effektiv das Rauschen des TIV Ausgangs.
 
 Es wird zudem das RMS-Level des Rauschens sowohl vor als auch nach der 
-Filterung gemessen, und ist in Tabelle \ref{table:v10_noise_table} aufgelistet.
-Deutlich zu erkennen ist das niedrigere Rauschniveau der Varianten mit größeren
-Widerständen, sowie die effektivität der Filterung des Ausganges.
+Filterung gemessen. Diese sind in Tabelle \ref{table:v10_noise_table} aufgelistet.
+Das niedrigere Rauschniveau der Varianten mit größeren
+Widerständen, sowie die Effektivität der Filterung des Ausganges, sind deutlich zu erkennen.
 
-\begin{table}[H]
+\begin{table}[htb]
     \centering
-    \caption{\label{table:v10_noise_table}AC-RMS-Spannungen des Rauschens der Platinen}
+    \caption{\label{table:v10_noise_table}RMS-Spannungen des Rauschens der Platinen}
     \begin{tabular}{ |r|r|r|r| }
         \hline
         Widerstand & Rauschen des 
@@ -338,36 +407,43 @@ für die Messungen, mit einem breit verteiltem Rauschen ohne spezifische Töne u
 einem niedrigen Rauschlevel.
 
 \FloatBarrier
-\newpage
 
 \subsection{Stabilität am IMS}
 \label{chap:v10_instability}
 
-In diesem Abschnitt soll auf das Verhalten des Schaltkreises bei 
-angeschlossenem IMS eingegangen werden. Die Präsenz des restlichen
-Systems kann Einflüsse auf das Rauschniveau der Umgebung haben, 
-der Eingang des TIVs wird kapazitiv beeinflusst, etc.
+Bisher wurde der erstellte TIV lediglich unter
+Laborbedingungen getestet. Um korrekt beurteilen zu
+können ob der TIV für den realen Einsatz geeignet ist,
+muss zudem das Verhalten innerhalb eines realen Systems
+betrachtet werden. So können Teile eines IMS
+einen negativen Einfluss auf die Stabilität oder das 
+Rauschen des TIVs haben. Diese Einflüsse sollen
+nun genauer betrachtet werden.
 
-Beim Verbinden des bestehenden TIVs an eine IMS-Röhre mit Faraday-Elektrode
-entsteht eine Störung: Der Ausgang des TIVs wird instabil, wobei eine
+Als erstes wird eine Rauschmessung mit angeschlossener 
+Faraday-Elektrode, dem Detektor-Teil einer IMS-Röhre, angestrebt.
+Dies ist jedoch nicht möglich, da beim Anschluss der Elektrode
+eine Störung auftritt: Der Ausgang des TIVs wird instabil, wobei eine
 Rechteckwelle mit variabler Frequenz anstelle eines gefilterten und gleichmäßigen
 Signals ausgegeben wird.
+Abbildung \ref{fig:measurement_v10_ims_instability} zeigt die Ausgangsspannung bei
+angeschlossener IMS-Röhre auf.
 
-\begin{figure}[htb]
+\begin{figure}[ht]
     \centering
     \includegraphics[scale=0.8]{datavis/V1_Measurements/V1.0-a1/Instability.png}
-    \caption{\label{fig:measurement_v10_ims_instability}Ausgangsspannung des
+    \caption[Ausgangsspannung des
+        TIVs bei angeschlossener IMS-Röhre]{
+        \label{fig:measurement_v10_ims_instability}Ausgangsspannung des
         TIVs bei angeschlossener IMS-Röhre, mit deutlich zu erkennender
         Instabilität der Messung.}
 \end{figure}
 
-Abbildung \ref{fig:measurement_v10_ims_instability} zeigt die Ausgangsspannung bei
-angeschlossener IMS-Röhre auf.
 Zu erwarten ist eine stabile, statische Ausgangsspannung, da keine Ionen auf die Röhre 
 gegeben werden. Die gemessene Ausgangsspannung jedoch zeigt ein stark variables,
 schwingendes Signal, welches bis an die Ausgangsspannungen schwingt.
 Dieses Verhalten weist auf eine erhöhte Sensitivität der Schaltung auf
-Eingangskapazitäten hin. Eine Vermutung wird aufgestellt dass das
+Eingangskapazitäten hin. Eine Vermutung wird aufgestellt, dass das
 Eingangs-Spannungsrauschen des OpAmps selbst einen virtuellen Rausch-Strom 
 erzeugt, welcher vom Verstärker mit verstärkt wird. Somit ist das
 Eingangsspannungsrauschen für die korrekte Funktionalität
@@ -376,20 +452,21 @@ eines TIVs von größerer Bedeutung als anfänglich erwartet.
 Es ist anzumerken, dass eine solche Instabilität nicht korrekt in den Simulationen
 mit LTSpice abgebildet wird.
 Simulationen können nicht alle realen Vorgänge korrekt abbilden, wodurch vor allem
-bei transienten Vorgängen oder denen in der Nähe der Arbeitsgrenzen, so z.B. der 
-maximalen Ausgangsspannung, Abweichungen von der Realität auftreten. Diese 
-Instabilität ist somit nur experimentell aufweislich. 
+bei transienten Vorgängen oder denen in der Nähe der Arbeitsgrenzen, soz.~B. der 
+maximalen Ausgangsspannung, Abweichungen von der Realität auftreten.
+Diese Instabilität kann somit nur experimentell untersucht werden.
 
 Die Präsenz dieser Instabilität ist für den Einsatz in einem IMS ungeeignet.
 Der instabile und schwingende Ausgang erlaubt keine Messung der feinen
 Ionenströme, wodurch dieser Schaltkreis für eben solche Messungen
 nicht geeignet ist.
 
+\clearpage
 \section{Diskussion der Messergebnisse}
 
 In diesem Kapitel werden die aufgenommenen Messwerte diskutiert.
 Es wird geprüft, ob die erstellte Schaltung die Anforderungen aus 
-Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} erfüllt, und es werden mögliche
+Kapitel \ref{chap:tia_design_goals} erfüllt und es werden mögliche
 Gründe für Abweichungen und unerwartete Werte etabliert.
 
 Die erstellte Platine erfüllt in fast allen Varianten die 
@@ -400,13 +477,13 @@ Sowohl $\SI{47}{\mega\ohm}$ und $\SI{20}{\mega\ohm}$ besitzen
 ausreichend Bandbreite.
 
 Die in Kapitel \ref{chap:r_para_mitigations} theorisierten Abschirmungen
-ist als notwendig und angemessen ausgelegt identifiziert. Die Platinen
+sind als notwendig und angemessen ausgelegt identifiziert. Die Platinen
 ohne Abschirmungen weisen eine starke Instabilität auf, während Platinen
 mit korrekt eingestellter Abschirmung einen glatten Frequenzgang bis hin
 zu ihrer Grenzfrequenz aufweisen.
 
 Das Rauschen der Platinen ist angemessen für den Nutzen in IMS-Systemen,
-wobei die Platine ein breit verteiltes Rauschen ohne Peak-Frequenzen
+wobei die Platinen ein breit verteiltes Rauschen ohne Peak-Frequenzen
 besitzt, welches für Messungen von Vorteil ist. Das Rauschlevel
 aller drei Platinen ist nutzbar, wobei jedoch die $\SI{120}{\mega\ohm}$
 und $\SI{47}{\mega\ohm}$ Varianten die besten Rauschlevel besitzen.

TeX/Kapitel/Zusammenfassung.tex

@@ -0,0 +1,41 @@
+\cleardoublepage
+\chapter{Zusammenfassung}
+
+In dieser Arbeit konnte erfolgreich ein neues
+Design eines TIVs erstellt werden.
+Hierbei wurden wichtige parasitären Effekte des Schaltkreises
+dargestellt und neuartige 
+Kompensationsmöglichkeiten zur Reduktion des Einflusses
+dieser ausgelegt.
+
+Mithilfe des durch Simulation vertieften Verständisses
+über die parasitären Effekte sowie der Arbeitsweise
+der Operationsverstärker konnte ein erstes Design
+ausgelegt werden, welches die Anforderungen 
+an Bandbreite und Rauschlevel erfüllte.
+Lediglich die Stabilität des Schaltkreises führte 
+zu Problemen.
+
+Die Ursprünge der Instabilität wurde thematisiert,
+wobei das Rauschen des verwendeten OpAmps zusammen mit
+einer möglichen Instabilität durch das GBWP vermutet wurde.
+Es konnte in einer Revision der Schaltung die Stabilität
+deutlich verbessert werden, in dem eine kaskadierte
+OpAmp-Struktur mit ausreichendem GBWP und stabilisierender
+Limitierung durch eine passend eingestellte offene Verstärkung
+entwicklet wurde.
+
+Der somit erstellte Schaltkreis konnte in einer Messung
+an einem der IMS-Systeme des GEM an der Leibniz Universität
+Hannover vermessen werden  und wurde mit den bestehenden
+Systemen verglichen. Somit konnte bestätigt werden, dass 
+das neu erstellte System Messwerte mit guter Qualität liefert
+und seine Zielanforderungen erfüllt.
+Es wurde ebenfalls eine Variation des TIVs aufgebaut, welche
+mit höherer Bandbreite arbeitet und somit den erstellten
+TIV für einen breiteren Anwendungsbereich einsetzbar macht.
+
+Hierbei konnte der TIV so ausgelegt werden, dass keine manuellen
+Nachjustierungen für eine korrekte Operation notwendig sind,
+und der Preis sowie die Größe des Schaltkreises konnten im 
+Vergleich zur Vorgängerversion deutlich verringert werden.

TeX/Literaturverzeichnis.bib

@@ -1,3 +1,13 @@
+@book{Horowitz:1981307,
+      author        = "Horowitz, Paul and Hill, Winfield",
+      title         = "{The art of electronics; 3rd ed.}",
+      publisher     = "Cambridge University Press",
+      address       = "Cambridge",
+      year          = "2015",
+      url           = "https://cds.cern.ch/record/1981307",
+}
+
+
 @article{Reinecke2018Oct,
 	author = {Reinecke, Tobias and Clowers, Brian H.},
 	title = {{Implementation of a flexible, open-source platform for ion mobility spectrometry}},
@@ -58,20 +68,119 @@
 	eid = {MT-038}
 }
 
-@misc{WikipediaResistors2024May,
-	author = {{Contributors to Wikimedia projects}},
-	title = {{Johnson{\textendash}Nyquist noise - Wikipedia}},
-	year = {2024},
-	month = may,
-	note = {[Online; accessed 13. May 2024]},
-	url = {https://en.wikipedia.org/w/index.php?title=Johnson-Nyquist_noise&oldid=1222085733}
-}
-
 @misc{ADFilterDesign,
 	author = {{Analog Devices}},
 	title = {{Filter Design Tool}},
 	year = {2024},
-	month = july,
+	month = jul,
 	note = {[Online; accessed 05. July 2024]},
 	url = {https://tools.analog.com/en/filterwizard/}
 }
+
+@misc{JBellemann22,
+	author = {{Jeroen Belleman}},
+	title = {{Shunt capacitance of 1206 SMD resistors}},
+	year = {2010},
+	month = dec,
+	note = {[Online; accessed 28th August 2024]},
+	url = {http://jeroen.web.cern.ch/jeroen/resistor/shuntC.html}
+}
+
+@misc{VishayRFreq,
+	title = {{Frequency Response of Thin Film Chip Resistors}},
+	year = {2009},
+	month = feb,
+	note = {[Online; accessed 28th August 2024]},
+	url = {https://www.vishay.com/docs/60107/freqresp.pdf}
+}
+
+@misc{DatasheetADA4530,
+	title = {{Datasheet ADA4530 - Femtoampere Input Bias Current Electrometer Amplifier}},
+	year = {2024},
+	month = jun,
+	note = {[Online; accessed 12th June 2024]},
+	url = {https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/ada4530-1.pdf}
+}
+
+@misc{DatasheetLTC2274,
+	title = {{Datasheet LTC2274 - 16-Bit, 105Msps Serial Output ADC}},
+	year = {2009},
+	month = jun,
+	note = {[Online; accessed 21th June 2024]},
+	url = {https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/2274fb.pdf}
+}
+
+@misc{DatasheetLTC626810,
+	title = {{Datasheet LTC6268-10 - 4GHz Ultra-Low Bias Current FET Input Op Amp}},
+	year = {2015},
+	month = feb,
+	note = {[Online; accessed 21th June 2024]},
+	url = {https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/626810f.pdf}
+}
+
+@misc{DatasheetADA4817,
+	title = {{Datasheet ADA4817 - Low Noise, 1 GHz FastFET Op Amps}},
+	year = {2008},
+	month = oct,
+	note = {[Online; accessed 21th June 2024]},
+	url = {https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/ADA4817-1_4817-2.pdf}
+}
+
+@misc{DatasheetLMP7721,
+	title = {{Datasheet LMP7721 - 3-Femtoampere Input Bias Current Precision Amplifier}},
+	year = {2014},
+	month = dec,
+	note = {[Online; accessed 21th June 2024]},
+	url = {https://www.ti.com/lit/ds/symlink/lmp7721.pdf}
+}
+
+@misc{SierraReduceCapacitances,
+	title = {{How to reduce parasitic capacitance in PCB layout}},
+	year = {2021},
+	month = feb,
+	note = {[Online; accessed 10th June 2024]},
+	url = {https://www.protoexpress.com/blog/how-to-reduce-parasitic-capacitance-pcb-layout/}
+}
+
+@misc{AltiumReduceCapacitance,
+	title = {{How to Reduce Parasitic Capacitance in a PCB Layout}},
+	author = {{Zachariah Peterson }},
+	year = {2022},
+	month = mar,
+	note = {[Online; accessed 10th June 2024]},
+	url = {https://resources.altium.com/p/how-reduce-parasitic-capacitance-pcb-layout}
+}
+
+@misc{AltiumLeakages,
+	title = {{PCB Leakage Current and Breakdown in High Voltage Design}},
+	author = {{Zachariah Peterson}},
+	year = {2020},
+	month = jan,
+	note = {[Online; accessed 3rd June 2024]},
+	url = {https://resources.altium.com/p/pcb-leakage-current-and-breakdown-in-high-voltage-design}
+}
+
+@misc{GaussLaw,
+	title = {{Maxwell’s equations}},
+	author = {{Wikimedia Foundation}},
+	year = {2024},
+	month = sep,
+	note = {[Online; accessed 15th March 2024]},
+	url = {https://en.wikipedia.org/wiki/Maxwell’s_equations }
+}
+
+@article{Yang:21,
+author = {Jinqing Yang and Minjie Wan and Weixian Qian and Kan Ren and Dongming Lu and Jun Zhang and Guohua Gu and Qian Chen},
+journal = {Appl. Opt.},
+keywords = {Avalanche photodiodes; Fiber optic gyroscopes; Optical signals; Phase compensation; Photodetectors; Photodiodes},
+number = {31},
+pages = {9748--9756},
+publisher = {Optica Publishing Group},
+title = {Bandwidth extension method based on the field-shunting effect in a high-gain photoelectric receiver circuit},
+volume = {60},
+month = {Nov},
+year = {2021},
+url = {https://opg.optica.org/ao/abstract.cfm?URI=ao-60-31-9748},
+doi = {10.1364/AO.442413},
+abstract = {In the high-gain photoelectric receiver circuit, the method based on the field-shunting effect is applied to improve the bandwidth of the transimpedance amplifier. This method is implemented by adding a ground trace under the gain resistor, which reduces the parasitic capacitance of the gain resistor and thus increases the bandwidth. To obtain the specific impact of this method on bandwidth, a series of simulations are carried out, including electromagnetic simulations of a three-dimensional structure of circuit gain part and simulation program with integrated circuit emphasis (SPICE) simulations of the high-gain voltage-current feedback transimpedance amplifier. Finally, the optimal simulation result shows that selecting a 1206 size chip fixed resistor and setting the ground trace width to 1.1 mm can greatly reduce the influence of resistor parasitic effects on the circuit, thereby achieving the best performance of bandwidth extension. Further, the comparative experiment also verifies the effectiveness of the method for bandwidth enhancement.},
+}

TeX/config/Konfiguration.tex

@@ -30,7 +30,7 @@
 %%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%
 % Literaturverzeichnis
 
-\bibliographystyle{plain}                						%Literaturangaben nach Erscheinen im Text sortiert, "DIN 1505 Teil 2"
+\bibliographystyle{unsrt}                						%Literaturangaben nach Erscheinen im Text sortiert, "DIN 1505 Teil 2"
 
 %%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%
 % Zusätzliche Worttrennungen

TeX/config/Pakete.tex

@@ -73,9 +73,9 @@
 \usepackage{listings}                                       % Paket für Quelltexte
 \usepackage{pdfpages} 
 \usepackage{import}																					% Erlaubt relative Pfadangaben
-\usepackage[output-decimal-marker={,}]{siunitx}              													% Paket für Einheiten
+\usepackage[output-decimal-marker={,},number-unit-product={~}]{siunitx}              													% Paket für Einheiten
 \usepackage{xfrac}
 \DeclareSIUnit \var {var}
 
-\usepackage{todonotes}																			% Todo-Notes im Text erstellen
-%\usepackage[disable]{todonotes}														% Vor dem Drucken Todo Notes hier global deaktivieren!
+%\usepackage{todonotes}																			% Todo-Notes im Text erstellen
+\usepackage[disable]{todonotes}														% Vor dem Drucken Todo Notes hier global deaktivieren!

TeX/config/hyphenation.tex

@@ -6,4 +6,5 @@
 \hyphenation{STMCubeIDE}
 \hyphenation{Span-nungs-rau-schen}
 \hyphenation{Komponenten-reihen}
-\hyphenation{GBWP}
+\hyphenation{GBWP}
+\hyphenation{Photo-dioden-box}